一种面向802.16e射频前端的混合镜像频率抑制结构

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【摘要】文章针对IEEE 802.16e标准的60dB镜像抑制指标,在现有Hartly镜像抑制结构基础上提出了一种改进型Hartly结构,并设计了一种数字镜像抑制处理单元来补偿改进型Hartley镜像抑制单元的失配,从而形成了一种数模混合镜像抑制结构,最后对该混合镜像抑制结构进行了镜像抑制比仿真验证。

【关键词】802.16e 射频前端 混合镜像频率 Hartley结构 IRR

1 引言

在现代的射频系统中,天线接收到的信号频率一般很高而且具有极小的信道带宽。在目前的技术条件下,通常使用混频器将高频信号降频,在一个中频频率进行信道滤波、放大和解调,但是这又引入了镜像频率干扰。即当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差在频率轴上对称地位于本振信号的两边,或者说它们的绝对值相等但是符号相反,那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号,另一个是噪声信号,那么噪声信号所在的频率就称为镜像频率,这种经过混频后的干扰现象称为镜像频率干扰。

IEEE Std 802.16e-2005在8.3.11项规定了接收机要求,其中对接收机镜像抑制的要求是:Rx应能够提供最低60dB的镜像抑制,而且必须包含于产生在接收器射频和其后的中频的所有镜像条件中[1]。因此接收机射频前端设计的一大挑战是如何实现足够高的镜像抑制。目前广泛应用的方法是复数混频技术,即将VCO(压控振荡器)产生出来的正弦信号通过一个正交移相器,得到两个正交的LO信号,分别送入两个混频器,从而得到输入信号经过复数混频后的中频信号,其中有用信号和镜像信号分别位于正负频率,从而实现了镜像信号与有用信号的分离。但是,由于复数混频技术存在两条信号路径,必然会由于工艺误差造成信号路径在增益和相位上的不匹配,同时对滤波器提出了很高要求。通常采用镜像抑制滤波器来滤除镜像干扰,也可以改变电路结构来抑制镜像干扰。

2 Hartly镜像频率抑制结构简介

在Hartley结构中,用相互正交的两个本振信号与来自LNA(低噪声放大器)的射频信号混频,再将其中一路移相90°,然后叠加,就可以得到镜像频率抑制的中频信号,如图1所示:

设射频输入信号为vRF(t)=VRFcosωRFt,镜像干扰信号为vim(t)=Vimcosωimt。输入信号与两个正交的本振信号cosωLOt与sinωLOt混频并通过低通滤波器后,滤除了和频分量,则图1中vA(t)和vB(t)分别为:

其中,ωLO-ωRF0。vA(t)移相90°后变成:

(3)

vC(t)和vB(t)相加后的输出为:

VIF(t)=vC(t)+vB(t)=VRFcos(ωLO-ωRF) (4)

这种结构做到抑制镜像干扰的关键有两点:一是两条支路必须完全一致,包括本振信号的幅度、混频器的特性、低通滤波器的特性都必须一致;二是正交要精确,即两路的本振信号要精确地相差90°,否则镜像频率不可能完全被抑制。

3 混合镜像频率抑制结构

在低中频接收机的结构中,各种文献提出了很多方法来提高I/Q正交信道的匹配,如文献[2]介绍了一种双正交下变频电路,这种电路使得模拟电路在相位不匹配情况下更加健壮;文献[3]介绍了一种数字逼近方法来修正正交信道的失配;文献[4]介绍了一种复杂的最小均方(LMS)算法和改进的自适应噪声去除模型来补偿失配,但是这种方法计算量太大。

一般来说,镜像抑制接收结构通过模拟电路来进行,本文提出了一种模拟和数字混合结构来进行镜像抑制,如图2所示。这种结构可以分为两部分,一部分为改进型Hartly镜像抑制单元,提供两个数字输出;另一部分为数字镜像抑制处理单元,在这里,接收机首先使用模拟设备来测量失配程度,然后通过数字补偿实现镜像抑制。这种混合结构可以极大地放宽对模拟电路的要求,并且达到较好的镜像抑制效果。

3.1 改进型Hartly镜像抑制单元的结构

改进型Hartly镜像抑制单元如图3所示。射频信号vin(t)由两个正交的本振信号混频下变频到低中频带,经过IF中频带通滤波后,下边幅信号相对于上边幅信号改变90°的相位,最后通过带通A/D转换器以及加/减器产生两个基带数字信号AE和BE。在理想状态中,AE代表期望得到的信号,BE代表镜像信号,其中,AE通过两个信号相加得到,而BE则通过上边幅信号减去下边幅信号得到。

3.2 改进型Hartly镜像抑制单元的输出

由于在模拟设备中的不完全正交,AE中同时包含了期望信号和镜像信号,其中期望信号远比镜像信号大;同理,BE也是期望信号和镜像信号的混合,其中镜像信号大于期望信号。为了更进一步理解AE和BE信号的内容,下面用公式进行推导。

假设射频信号,在这里,是实部标记。在等式右边,第一项是期望信号,第二项是镜像信号,S(t)和I(t)分别是它们的等效基带表示法,ωs和ωi分别为它们的载波频率。一般来说,S(t)和I(t)都是复数,可以表示为:

S(t)=xs(t)+jys(t) (5)

I(t)=xi(t)+jyi(t) (6)

射频信号vin(t)乘以本地振荡信号且滤除掉高频,可以得到信号vA:

假设增益失配和相位失配分别为m和θ(m为幅度比值,θ为角度差值),可以将信号vin(t)乘以mcos(ωLO-90°-θ),滤除掉高频成分,并经过90o移相后得到:

通过式(7)和式(8)可以得到离散时间等效的基带信号EA和EB,进而计算输出信号AE和BE:

其中,n是离散时间的下标,

从式(9)可以看出,期望信号增益是h1,镜像信号增益为h2;从式(10)可以看出,期望信号的增益是,而镜像信号为。通常来说,随着m趋近于1,θ趋近于0,有|h1|>|h2|。这样,输出信号AE以期望信号为主,而BE则是以镜像信号为主。

3.3 数字镜像抑制处理单元

为了验证镜像抑制结构的性能,定义镜像抑制比IRR(Image Rejection Ratio),其涵义为信号输出时“期望信号对镜像信号功率的比值”与输入时“期望信号对镜像信号功率的比值”之比。通过式(9)可以得到改进型Hartly镜像抑制单元的IRR如下:

(11)

上式中E[・]是期望值,有着与现有Hartly镜像抑制结构一样的性能。

为了提高IRR,在改进型Hartly镜像抑制单元的失配须在数字镜像抑制单元得到补偿。图4包括相关系数处理单元、乘法器和减法器。首先,由相关系数处理单元通过计算信号AE和BE的相关系数ρ来测量在前一单元的失配程度。假设S(t)和I(t)不相关,通过式(9)和式(10)可以得到:

对于相关系数,可以按照式(14)的计算得出:

在取得ρ之后,可以估计得出AE中的镜像信号,其为BE乘以ρ。所以从AE中减去估算的镜像信号即可得到输出信号yout:

因此,输出信号yout的镜像抑制比IRR如下:

从式(16)可知,通过级联一个改进型Hartly镜像抑制单元和一个单级数字镜像抑制处理单元,所形成的混合镜像频率抑制结构的IRR性能是现有Hartly镜像抑制结构的立方倍,具体的性能比较如图5和图6所示:

4 结束语

本文针对IEEE 802.16e标准的60dB镜像抑制指标,在现有Hartly镜像抑制结构基础上,提出了一种改进型Hartly结构,并设计了数字镜像抑制处理单元来克服I/Q信道正交不完全带来的影响,从而形成了一种数模混合镜像频率抑制结构,理论分析和仿真均表明这种混合结构能够很好地提高射频前端的镜像抑制比。同时,为了进一步提高IRR,可以在混合结构中采用多级数字镜像抑制处理单元,这时,IRR以3N增加(N为级联级数)。

参考文献

[1]IEEE 802.16e-2005. IEEE Standard for Local and metropolitan area networks Part 16: Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems[S].

[2]Crols J, Snelgrove M. Low-IF topologies for high-performance analog front ends of fully integrated receivers[J]. IEEE Trans. CAS-II, 2003(50):269-282.

[3]Glas J P F. Digital I/Q imbalance compensation in a low-IF receiver[C]. Proceedings of IEEE Globecom 2005, St. Louis, USA, Nov.2005.

[4]Yu L, Snelgrove M. A novel adaptive mismatch cancellation system for quadrature IF radio receiver[J]. IEEE Trans. CAS-II, 2004(51):789-801.