一种低成本的大功率光伏离网逆变器设计
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摘 要： 针对光伏离网逆变器功率小且SPWM控制算法实现复杂的问题，研究了SPWM数字化实现方法，提出一种基于STM32F030超值系列单片机的大功率、低成本光伏离网逆变器实现方案。该方案先将光伏蓄电池中的直流电逆变为工频低压交流电，再用工频变压器升压到市电。其中，为控制电路供电的DC/DC电源实现了宽电压输入范围跳周期调制，降低开关损耗；逆变桥臂用7个MOSFET代替1个IGBT，降低成本，增大输出功率，最大输出功率达6 720 W。控制算法上提出改进的SPWM数字化实现方法，该方法易于在低成本微控制器上实现，进一步降低控制成本。通过实验证明，该逆变器带负载时稳定输出220 V工频正弦交流电。
关键词： 光伏离网逆变器； SPWM算法； DC/DC调制模式； 电压电流采样； 过零点检测； 温度测量
中图分类号： TN602?34； TM464 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）14?0166?05
Design of a low?cost and high?power photovoltaic off?grid inverter
LI Shiguang， WANG Qingli， GAO Zhengzhong， XU Huanqi， WU Rao
（College of Electrical Engineering and Automation， Shandong University of Science and Technology， Qingdao 266590， China）
Abstract： Since the photovoltaic （PV） off?grid inverter’s power is too low and the SPWM control algorithm for it is complex to implement， the SPWM digital implementation method is studied， and a implementation scheme of high?power and low?cost PV off?grid inverter based on STM32F030 microcontroller is proposed. With the scheme， the direct current in PV cell is inverted into the low?voltage alternating current of power frequency， and then the alternating current is boosted to the electric supply through the power frequency transformer. The DC/DC power supplying for the control circuit can realize the wide range voltage input and pulse skipping modulation to reduce the switching loss. The inverter bridge arm is composed of 7 MOSFETs instead of 1 IGBT， which can reduce the cost and increase the output power （the maximum output power can reach up to 6 720 W）. The improved SPWM digital realization method is proposed for the control algorithm. The method is liable to implement on low?cost microcontroller， and can further reduce the control cost. The experimental results show that the inverter can output the stable 220 V alternating current while loaded.
Keywords： photovoltaic off?grid inverter； SPWM algorithm； DC/DC modulation mode； voltage and current sampling； zero crossing point detection； temperature measurement
近年来太阳能发电技术发展迅速，日渐成熟。其中，DC?AC逆变作为光伏发电的核心技术，成为研究的热点[1]。光伏逆变器又可分为光伏并网逆变器和光伏离网逆变器，光伏离网逆变器即发即用，电能存储于光伏蓄电池中，无需并网，其要求体积小、成本低且稳定可靠。传统的光伏离网逆变器有两种实现方法：一种将光伏蓄电池中的低压直流电能通过DC/DC升压到直流高压（330～400 V），再通过光伏逆变器输出220 V市电；另一种先将光伏蓄电池中的低压直流电通过光伏逆变器输出低压工频正弦交流电，再通过升压变压器升压到220 V市电。第一种方案中，逆变器体积小，但DC/DC升压模块功率较小，适用于功率小的场合。本设计在第二种方案的基础上进行改进，提出一种高稳定性、低成本、大功率，适用于船舶、太阳能路灯以及偏远地区直流微网的光伏离网逆变器设计方案。
1 系统结构
该逆变器分为四个单元：主控制单元、单相逆变桥单元、交流控制单元和变压器单元。其中，主控制单元以ST（意法半导体）公司生产的超值系列芯片STM32F030RCT6为微控制器，该芯片价格与C51单片机相当，拥有32位的数据处理能力，48 MHz的工作频率以及丰富的定时器和ADC外设资源，满足低成本光伏离网逆变器的控制需求。另外，主控制单元实现逆变桥的SPWM控制信号数字化输出，对逆变桥的温度实时监控，对输出工频32 V交流电能信号实时检测，电压电流过零点检测。逆变器系统结构如图1所示。
单相逆变桥的四个桥臂分别由7个N沟道电力MOS管组成，该单元将光伏蓄电池中的直流电逆变成32 V交流电。交流控制单元主要由继电器和电压电流采样电路组成，负责对逆变桥输出的低压工频交流电信号采样，并反馈给主控制板，实时接收主控制板的保护动作信号。变压器单元负责将工频低压交流电变为220 V市电。各个控制单元模块化设计，单独设计PCB电路板，便于维护和升级，便于产品化推广。
2 硬件电路设计
光伏蓄电池经过两级DC变换后作为主控电路的电源，各部分电路的参考由正激变压器隔离，硬件电路设计部分使用GND，GND1，GND2和GND3加以区别。
2.1 电源设计
光伏蓄电池作为整个光伏逆变器的电源，其电压随着剩余电量和内阻的变化波动（如12 V的蓄电池端电压可以在10～16 V之间变化）[2]。本设计将蓄电池的直流电能，经过两级带隔离的正激式DC/DC变换后，输出稳定的电压供给控制电路。第一级DC/DC以蓄电池为输入源，输出稳定的±12 V。其中，-12 V为信号调理电路提供负电源；12 V分为两路，一路经过线性稳压器LM7805，SM1117后输出3.3 V给单片机供电，另一路作为第二级DC/DC的输入电源。第二级DC/DC输出四路24 V电压，分别给四组MOS管驱动电路供电。第一级DC/DC电路原理如图2所示。
采用电流模式PWM控制芯片UC2845作为DC/DC的驱动，通过设计电压反馈回路，使其在负载较小时，工作于跳周期调制方式[3]，降低开关损耗，提高电源的转换效率。另外，光伏蓄电池输出电压波动时，电压反馈回路与变压器变比相配合，保证第一级DC/DC稳定输出。UC2845以峰值电流控制模式驱动PWM信号输出，通过RT与CT的阻值确定开关频率，PWM驱动信号的频率为RT与CT充放电频率的一半[4]。本设计中，PWM信号频率为103 kHz，其计算公式为：
[f=12?RT?CT] （1）
DC/DC正激变压器设计有四个绕组，L1为变压器磁芯复位绕组、L2为初级绕组、L3，L4，L5为次级绕组。其中，初级和次级绕组变比为48∶40，L3为UC2845供电，L4和L5输出±12 V。DC/DC跳周期调制模式的原理为：UC2845内部误差放大器的输出端COMP与负输入端Vfb不接反馈电阻，使其工作于比较器模式，当L4输出电压Vout大于输出电压设定值Vset时，SC4431驱动线性光耦PC817导通，Vfb被上拉到参考电压值Vref（5 V），UC2845内部电流检测比较器反相输入端拉低，PWM输出信号关断。其中，Vset计算公式如下：
R8，C6，D6组成充放电型RCD吸收回路，保证IRF640N可靠关断，防止过电压或者过电流对其造成损害；R1，R2，D1，D2和Q1组成启动电路，上电瞬间，三极管Q1导通，给UC2845供电，当DC/DC启动后，Q1关断，TVS管D1阴极电压钳位到15.3 V。另外，通过R3，R4，D3调节内部电流反馈比较器反相输入端电压，以减小采样电阻阻值，进一步降低开关损耗。第二级
DC/DC变流器输入稳定的12 V电压，其正激变压器变比为1∶2，省去电压反馈回路，电路原理图与图2一致。
2.2 电压电流采样电路
电压电流采样电路实现电压电流闭环控制和保护，需要在干扰环境中采样高精度的电压电流值。为提高采样电路抗共模干扰性能，两级运算电路选择反相端输入，同相端接地的结构。电能信号经过两级反相运算后供ADC采样，保持极性不变。另外，第一级运算放大器选择温漂小、放大倍数大的MC33178，整个采样电路的输入输出关系如下：
式中：[Uout]为采样电路输出电压；[Uin]为逆变桥输出的低压工频交流电信号。ADC的电压采样范围为0～3.3 V，只能采样正半周正弦信号。为实现负半周采样，第二级运放与整流电路相配合，将负半周信号变换为对称的正半周信号。信号调理电路中运算放大器±12 V供电，输出范围（-12 V，12 V），防止ADC输入信号幅值超限，D12和D13组成电压钳位电路，将输入电压钳位到（-0.7 V，4 V）。
电流采样电路中，采用自主设计变压器T1，代替电流互感器。其初级线圈只有一匝，且线径粗，次级线圈有100匝，将电流信号缩小100倍后经R28转换为电压信号，作为运算电路的输入源。电流采样前级处理电路如图3所示，第二级运算电路与电压采样运算电路相同如图4所示。
2.3 过零点检测电路
检测电压过零点的时间，切换逆变桥的方向臂，使输出电压从正半周变换到负半周。电压过零点检测以电压检测第一级运算电路的输出信号作为输入。其中，比较器LM339采用3.3 V单电源供电，同相输入端由电阻R33和R34分压产生3.3 mV输入信号，能有效抑制干扰。该电路将正弦信号变成方波信号，电路和波形分别如图5和图6所示。比较器同相端3.3 mV输入，使从负半周到正半周的零点提前Δt，从正半周到负半周的零点滞后Δt，本设计在软件编程中修正了此误差时间Δt。
2.4 MOS管驱动电路
逆变桥每个桥臂由7个MOS管JANSR2N7294并联组成。其中，JANSR2N7294最大驱动电流120 A，100 V耐压，按[14]电流利用率计算，最大输出功率达6 720 W。7个MOS管同时开通和关断的瞬间需要很大的驱动电流。本设计用大载流量三极管TIP31和TIP32组成图腾柱输出结构，用TLP350驱动，最大驱动电流达5 A。为保证7个管子同时关断，设计反压关断电路，电路如图7所示。
2.5 温度测量电路
MOS管开关损耗产生热量，为防止MOS管温度过高，对逆变桥温度实时监测，当温度超过设定值时启动降温风扇，实现逆变器过温保护，如图8所示。