双频率调制变换器
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1引言
开关变换器具有功率转换效率高、功率密度大和重量轻等明显优点而得到了广泛应用[1]。目前，越来越多的应用场合要求开关变换器具有快速地动态响应速度，以使电气设备负载快速变化时，保持输出电压恒定或快速恢复稳态；此外，随着EMI标准的建立与完善，要求开关变换器具有较低EMI噪声，以减少对电网以及周围环境的污染。随着对开关电源动态响应速度要求的不断提高，以线性控制理论为基础的传统PWM调制方式已越来越难以满足要求。一些非线性控制技术，如单周控制[2]、滞环控制[3,4]、滑模控制[5]及脉冲序列控制[6-8]等被应用于开关变换器控制系统的设计。单周控制对输入电压扰动具有良好地抑制能力，但存在负载动态响应速度慢和稳态误差的缺点；滞环及滑模控制具有快速地动态响应速度，但它们的工作频率随输入电压或负载的变化而变化，增加了滤波器的设计难度；脉冲序列控制实现简单，负载动态响应速度快，极大地提高了开关变换器的动态响应速度。已有研究成果表明，PWM开关变换器的EMI峰值主要集中在开关频率及其倍频处[9]，采取滤波和屏蔽实现EMI抑制的方法增加了硬件的成本和体积[10]，因此，从产生机理上抑制开关变换器EMI是最理想的有效途径，开关频率调制[11]和开关频率的混沌控制[12]从机理上很好地降低了EMI噪声水平。为了提高开关变换器的动态响应速度，降低开关变换器的EMI，本文提出了开关变换器的电流型双频率脉冲序列调制（Bi-FrequencyPulse-TrainModulation，BF-PTM）方法。电流型BF-PTM开关变换器实现简单，无需误差放大器及其相应的补偿网络设计，动态响应速度快，EMI噪声小，易于实现过电流保护和并联均流控制。本文以DCM（discontinuousconductionmode）Buck变换器为例，分析了电流型BF-PTM工作原理及控制策略，进行了稳态分析，建立了小信号模型。仿真及实验结果表明，电流型BF-PTM不仅具有快速的动态响应速度，而且利用频率拓展原理有效地降低了变换器EMI噪声水平，具有优越的控制性能。
2电流型BF-PTM控制原理
电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器如图1所示。当Buck变换器工作于DCM时，电感电流在开关管V导通前为零，续流二极管VD在零电流下关断，这种固有的软开关特性使得变换器具有较高的工作效率。从图1可以看出，电流型BF-PTM控制器由比较器、D触发器、延时器、窄脉冲触发装置和RS触发器组成，其中比较器I与D触发器构成输出电压监测电路。当D触发器CLK端触发脉冲Uc来临时，其Q端电平与D端保持一致，之后一直保持不变，直到触发脉冲Uc再次来临。当CLK端触发脉冲来临时，若D触发器Q端输出高电平，则表明当前时刻输出电压Uo低于参考电压Uref；反之，若Q端输出低电平，则表明当前时刻输出电压Uo高于参考电压Uref。触发脉冲Uc来临的同时，RS触发器置位，其Q端输出高电平，Buck变换器开关管V导通，电感电流iL线性上升；当电感电流上升到电流限定值ILim图2中，在t1时刻，触发脉冲Uc来临，开关管V导通，电感电流iL线性上升，当电感电流上升到ILim时，开关管V截止，电感电流线性下降到零。由于t1时刻输出电压Uo小于参考电压Uref，D触发器Q端输出高电平，因此当前控制脉冲的周期为TH；而在t2时刻，输出电压Uo高于参考电压Uref，电流型BF-PTM控制器选择TL作为该控制脉冲的周期。由图2及以上分析可知，触发脉冲Uc来临时刻（即控制脉冲UP的开始时刻）输出电压与参考电压间的大小关系决定了当前控制脉冲周期为TH或TL，控制脉冲UP为两个不同频率的脉冲的组合。因此，相对于PWM控制方式，电流型BF-PTM控制开关变换器的开关频率不再单一恒定，控制脉冲频谱能量被扩展到两个固定频率及其谐波上，从而有效降低了EMI峰值，使开关变换器具有较低的EMI噪声。
3稳态分析
当电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器稳定工作时，由图2可知在任意开关周期，电感电流从零上升到电流限定值ILim的时间，即开关管导通时间为当电流型BF-PTM控制Buck变换器稳定工作时，若干高频率脉冲周期TH与低频率脉冲周期TL构成一个循环周期，控制脉冲以循环周期进行循环。假定一个循环周期由?H个高频率脉冲周期TH与?L个高频率脉冲周期TL组成，由此可得电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的平均输入功率此外，式（5）同样确定了电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器理论上（不考虑损耗）的输出功率调整范围。在进行电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器设计时，输出功率Po必须满足否则，若期望输出功率大于Pin,max，由于输入功率不足，输出电压将低于参考电压，电流型BF-PTM控制器将一直选择TH作为控制脉冲周期；同样，若期望输出功率小于Pin,min，由于输入功率过剩，电容储能，输出电压高于参考电压，控制器将一直选择TL作为控制脉冲周期。此时，电流型BF-PTM控制失效，Buck变换器输出电压失控。
4小信号模型
假定电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器稳定工作时，?H个高频率脉冲周期TH和?L个低频率脉冲周期TL构成控制脉冲循环周期（?HTH+?LTL）。在一个控制脉冲循环周期内，电感电流平均值为
5仿真结果
为了验证开关变换器电流型BF-PTM方法的控制性能，采用PSIM软件对电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器进行了仿真研究，仿真电路参数：Uin=20V，Uo=6V，L=10?H，C=1880?F，TH=15?s，TL=60?s，ILim=5.6A，其中输出电容等效串联电阻RESR=20m?。图4为输出功率为6W时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态仿真结果。从图中可以看出，此时控制脉冲循环周期由1个高频率脉冲周期及1个低频率脉冲周期构成。图5为输出功率为12W时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态仿真结果。此时，控制脉冲循环周期由11个高频率脉冲周期及1个低频率脉冲周期构成。相对于图4，随着负载功率增加，控制脉冲循环周期内高频率脉冲周期数明显增加，以向变换器输出端传递更多的能量，满足负载要求。图6为负载电流在6.0ms时由1A突变至2A，即输出功率由6W突变至12W时，分别采用电流型PWM控制和电流型BF-PTM控制的DCMBuck变换器的动态响应速度仿真结果，其中电流型PWM的开关周期为15?s，误差放大器采用PI调节（比例系数Kp=5，积分时间TI=0.5?s）。从图6可以看出，面对同样的负载突变，电流型BF-PTM控制的动态响应速度很快，几乎没有调整时间，动态响应性能明显优于电流型PWM控制。图7为负载电流大范围变化时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的仿真结果。对于文中仿真电路参数，由式（5）可以确定输出功率变化范围为（3.7～14.93W），所以在图7中当负载功率为6W时，输出电压稳定在期望值6V，而当负载功率分别为20W和零时，BF-PTM控制DCMBuck变换器的输出功率超出了调节范围，输出电压失调，输出电压分别低于和高于期望输出电压，这与式（6）理论分析结果一致。BF-PTM控制DCMBuck变换器主功率Mosfet漏源间电压信号uDS的频谱图。从图中可以看出，采用电流型BF-PTM控制时，uDS频谱具有更低的谐波峰值，从而产生更低的EMI噪声，使得变换器更容易满足相应的EMC标准。
6实验验证
为了验证理论分析与仿真结果的正确性，采用与仿真一致的电路参数，制作了相应的实验系统进行实验验证。图9所示为不同输出功率时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态实验结果。在图9a中，控制脉冲循环周期由1个高频率脉冲周期及1个低频率脉冲周期构成。在图9b中，控制脉冲循环周期由15个高频率脉冲周期及1个低频率脉冲周期构成，实验结果与仿真结果给出的控制脉冲循环周期组成的差别，是由实验电路的非理想功率变换效率的影响造成的。图9与图4、图5仿真结果类似，随着输出功率的增加，控制脉冲循环周期内高频率脉冲数量也随之增加，以向输出端提供更多的功率。图10为负载突变时电流型PWM控制与电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的输出电压及负载电流实验波形。从图中可以看出，当负载瞬间加载或减载时，电流型BF-PTM控制能够快速调整输出电压，比电流型PWM具有更为优越的动态响应性能。图11所示为电流型PWM控制和电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器主功率Mosfet漏源间电压信号uDS的频谱图。从图中可以看出，采用电流型BF-PTM控制时，DCMBuck变换器uDS频谱存在较多的边频分量，有效降低了谐波峰值，从而产生更低的EMI噪声，使得变换器更容易满足相应的EMC标准。
7结论
本文提出了开关变换器电流型双频率控制技术，该技术无需误差放大器及其相应的补偿网络，具有结构简单，易于实现等优点。电流型BF-PTM控制采用高、低频率脉冲对开关变换器输出电压进行调整，降低了电磁干扰噪声水平，且随着电流环的引入，使得变换器具有自动限流功能，提升了输入电压动态响应速度，仿真及实验结果验证了电流型BF-PTM控制的优越性。