基于软件无线电的直接扩频序列接收机新方案
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摘 要:在低信噪比的低压电力线通信环境中,使用传统的扩频解调方法,不易提取同步载波。针对这一问题,提出一种基于软件无线电结构的直接扩频序列(DSSS)接收机方案。该方案以带通采样定理为依据,结合A/D转换器和数字低通滤波器,无需提取同步载波即可完成已调信号的解调,并在基带完成信号的解扩。通过理论和仿真证明,该方案开销低,抗噪性能强,适合在恶劣的通信环境中使用。
关键词:低压电力线通信;扩频;软件无线电;带通采样定理
中图分类号:TN91442 文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2010)05-009-04
Novel Design of Direct Sequence Spread Spectrum Receiver Based on Software Radio
CHEN Zhonghui,FENG Xinxin
(College of Physics and Information Engineering,Fuzhou University,Fuzhou,350108,China)
Abstract:The synchronous carrier is difficult to extract in low SNR power line communication environment by traditional spread-spectrum demodulation method.To solve this problem,a novel design of Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) receiver based on software radio structure and band-pass sampling theorem is proposed.The designed receiver consists of A/D converter and digital low-pass filter,which can demodulate information without carrier synchronization.Moreover,spread-spectrum demodulation can be realized in baseband.Both theoretical analysis and simulation results prove that the novel receiver structure has low cost and high anti-noise performance,and it can be applied in rough communication environment.
Keywords:low voltage power line communication;spread spectrum;software radio;bandpass sampling theorem
0 引 言
扩频通信的基本原理是将待传输信息的信号频谱用某个特定的扩频函数扩展后成为宽频带信号,送入信道传输,接收端利用相应的技术把信号压缩到原有的带宽。扩频处理的本质是在接收端对噪声的频谱进行扩展,降低了其对信号的影响。因此,它不但能实现宽带低功率密度传输,有效避免辐射限制问题,而且还获得了可观的处理增益。
PLC(Power Line Carrier)是以电力线作为通信媒介的一种通信方式。近年来,研究的热点集中在利用380/220 V低压电力线进行数据传输。但是,电力线网络是为电力传输而设计的,从来就不是一种理想的通信介质。在380/220 V低压电力线上进行信号传输,表现出线路阻抗小,信号衰减大,干扰强,且具有时变性等特 点。因此,将扩频技术应用于电力线通信的最大优越性在于它具有抗干扰和抗电力线时变衰减的能力,可以大大增加传输距离和提高抗干扰性能。
由于低压电力线的恶劣环境,扩频通信接收机的主要难点集中于载波同步和伪码同步这两部分。为了解决这一问题,提出了一种新颖的应用于低压电力线环境下直扩通信系统的接收机方案。该方案借助软件无线电的思路――将A/D,D/A尽可能靠近天线放置,将通信信号数字化,以带通采样定理为理论依据,通过数字低通滤波器,完成已调信号的解调;然后,在基带进行信号伪码的同步,完成信号的解扩。这种方法大大节省了硬件资源,同时,抗干扰能力强,适用于噪声情况复杂,干扰强的低压电力线载波通信。
常规的扩频接收机通常分为解扩、解调两部分进行。解扩部分的原理是利用伪码良好的自相关特性,进行相干检测,完成信号解扩。解调则是在已被解扩了的携带有用信息的已调信号中,检测出发射端发射的数字基带信号。通常采用相干检测器,需要产生与发送端同频同相的本地载波。这一同步载波通常采用锁相环、平方环、科斯塔斯环等方法加以提取。
低压电力线环境具有严重的噪声污染,同时,对信号会产生高达20 dB以上的衰减。在这种恶劣的通信环境下,有用信号淹没在大噪声中,若采用常规方法,很难解决同步载波的提取和扩频码的捕获问题,直接制约了系统的性能。因此,本文将提出一种基于软件无线电结构的新型DSSS接收机方案。
图1 传统DSSS接收机模型
2 基于软件无线电的DSSS接收机方案
软件无线电的关键思想在于将无线电台尽可能多的功能放在一个开放性、模块化的平台上由软件来实现,这就要求将A/D/A转换器尽可能地靠近天线。对来自天线的射频信号进行采样,后续处理过程则在数字域中由软件来实现,这样便能得到最大的灵活性。理想的软件无线电系统将传统的信道编解码部分划分成如下模块,包括天线模块、RF转换模块、A/D、D/A转换模块、IF处理模块、基带模块和比特流模块等。其中,A/D部分是整个软件无线电的核心。A/D转换器的性能,如转换速率、工作带宽、动态范围等,决定了射频前端不同的处理结构、微处理器对数字信号的不同处理方式。它的位置的不同,决定了软件无线电的三种不同结构:射频低通采样软件无线电结构、射频带通采样软件无线电结构和宽带中频带通采样软件无线电结构。前两种方案更接近于理想的软件无线电结构,但是,在无线通信环境中,受到器件性能的限制,往往不被采用。
在低压电力线环境中,传输频带通常为10～450 kHz,如果采用射频带通采样模型,现有的A/D器件可以实现,因此本文提出的模型基于带通采样定理,A/D转换在射频端完成。
接收机系统框图如图2所示。首先将从低压电力线信道接收到的信号送入一个前端滤波器。滤波后的信号送入A/D,以特殊采样频率fs进行带通采样,保证经过发送端平衡调制后的信号频谱搬移到零中频位置。采样后的数字信号,经过数字低通滤波器,滤出基带信号频谱,还原成受噪声污染的复合码波形。在基带对复合码波形进行解扩,解扩后的信号送至数据检测器,恢复原信息序列。
2.1 前端滤波器设计
对于低压电力线环境下的射频带通信号,尽管信号限制在一定的带通范围,但噪声分布在整个频段范围之内。因此,带通采样时,即使带内信号不会混叠,带外噪声却有可能折叠进入带内,导致信噪比恶化。为了克服这一问题,同时也为了防止采样后信号频谱混叠,接收到的信号需要首先通过一个前端滤波器。
图2 基于软件无线电的DSSS接收机系统框图
因为在DSSS系统中,经过平衡调制后射频信号的功率谱结构是以f0为中心,包络为(sin x/x)2的连续谱,第一个过零点在扩频码的传输速率Rc处,因此,设计前端滤波器特性如图3所示。滤波器的中心频率为载频f0,通带宽度Bp选择为2Rc,为了保证大部分有用信号的通过,通带宽度还可以适当加大。过渡带范围没有特殊限制,但为了保证滤波器具有良好的选择性,在系统允许的情况下应尽量减小过渡带,如果以滤波器矩形系数r=B/Bp来衡量,一般通信所要求的实际指标大约为2左右。
图3 前端滤波器特性示意图
2.2 带通A/D采样频率的选择
传统的带通采样定理表述如下:设带通信号m(t)的频率范围为(fL,fH),在实时采样的情况下,其采样频率应满足如下条件,才能由采样信号重构原始信号。
2fHM≤fs≤2fLM-1(1)
式中:M为不超过fHfH-fL的非负整数。带通采样定理主要应用于模拟带通信号的数字化处理,目的是以较低的速率传输采样后的带通信号,并在接收端加以恢复。
本文基于带通采样定理,以特殊频率对接收到的频带信号进行采样,目的是完成信号频谱由频带向零中频的搬移。
特殊带通采样频率fs的选择表述如下:当采样频率fs满足式(2)时,可以通过射频带通采样将调制后的复合码频谱搬移到零中频位置,完成扩频信号的解调。
fs=f0/M(2)
式中:M为1,2f0(r+1)Bp〗范围内的整数;r为前端滤波器矩形系数;Bp为滤波器通带宽度。
以下将对该选择条件加以证明。假设在发射端,数据信号是宽度为T,取值为±1的矩形波信号d(t);扩频码信号是长为N,码片宽度为Tc,取值为±1的矩形波信号PN(t);且有T=NTc。发射端采用平衡调制,载波频率为f0;接收端以采样频率fs对接收到的频带信号进行数字化,发射端发射的射频信号为:
s(t)=d(t)PN(t)cos(2πf0t)(3)
设复合码信号d(t)PN(t)的功率谱为Sc(f),则s(t)信号功率谱为:
S(f)=14[Sc(f+f0)+Sc(f-f0)](4)
接收端不考虑噪声和干扰的影响,以Ts为周期做理想采样,则经过采样后的数字信号为:
r(n)=d(nTs)PN(nTs)cos(2πf0nTs)(5)
r(n)的功率谱为:
R(f)=1Ts∑+∞n=-∞S(f-nfs)(6)
若以满足式(2)的fs进行采样,结合式(4),可得:
R(f)=1Ts∑+∞n=-∞S(f-nMf0)=
14Ts∑+∞n=-∞Sc(f+f0-nMf0)+Sc(f-f0-nMf0)=
14Ts∑+∞n=-∞Sc(f+M-nMf0)+Sc(f-M+nMf0)(7)
由式(7)可知,如果M为整数,当n=M和n=-M时,Sc(f)将被搬移到零中频处。同时,为了防止带外信号影响有用信号,仅允许滤波器过渡带混叠,fs还应满足:
fs≥(r+1)(Bp/2)(8)
式(8)等价于:
M≤2f0(r+1)Bp(9)
由式(7)和式(9)可得,M应取1,2f0(r+1)Bp〗范围内的整数。
因此,用符合式(2)所述条件的fs进行采样后,r(n)信号中具有基带复合码信号d(t)PN(t)的分量,可以通过低通滤波器完成信号的解调过程。
同时,由式(9)还可以看出,采样频率与前端滤波器的矩形系数呈线性关系,矩形系数越大,要求采样频率的最小值越高。所以,在前端滤波器和低通滤波器可实现的前提条件下,应尽量减小过渡带。
2.3 基带解扩
传统扩频码的同步包含两个步骤,首先是对扩频码的捕获,使本地参考扩频码与接收扩频码的相位之差小于半个码元宽度;其次是扩频码的跟踪,要求接收机在捕获的基础上,尽可能精确地跟踪接收信号的变化,使本地参考扩频码相位与接收扩频码相位的差别尽可能的小。在低压电力线环境中,扩频码的捕获可采用匹配滤波器捕获法、顺序估计快速捕获法和序列相位搜索捕获法等方法实现,扩频码的跟踪可采用延迟锁定环路实现。同时,这一系列的操作将在基带进行。
3 仿真结果与分析
本文在低压电力线信道环境下,对扩频系统进行了整体仿真。其中,选择基带信号码元速率Rb=500 Baud,伪随机序列码长为15位,码片速率Rc=7 500 b/s,采用BPSK调制,且载波频率f0=120 kHz。设计前端滤波器通带宽度Bp=2Rc=15 kHz,选取矩形系数r=2。根据式(2)计算可得,M取值范围为{1,2,…,5},fs可选择的值为{f0,f0/2,…,f0/5}。为了保证功率谱图像清晰,设置系统信噪比为10 dB,同时鉴于功率谱的周期特性,以下仅画出频段的功率谱。图4、图5分别是选择fs=f0/2=60 kHz和fs=f0/5=24 kHz对射频信号进行带通采样后的信号功率谱。从这两幅图可以看出,经过特定频率的带通采样后,经过调制的复合码功率谱被搬移到了零中频位置。对比这两幅图还可以发现,图5采用了较低的采样率,前端滤波器过渡带部分即信号的第一旁瓣处的功率谱发生了混叠,但是,通带内没有引入带外噪声,功率谱保持了完整,可以通过设计边缘较为陡峭的低通滤波器,滤除混叠部分,得到基带信号。从两幅图中还可以看出,理想A/D带通采样的处理,仅仅是对受到噪声污染的复合码功率谱做了搬移,形状没有发生改变,系统可以在基带对复合码信号加以解扩处理,恢复基带数据,不会损失扩频增益。
图4 fs=60 kHz采样后的信号功率谱
需要值得注意的是,在实际工程实现中,采样率的降低虽然可以减轻A/D变换器及后续处理器的负担,但是一定程度上会导致信噪比恶化。当仅计入量化噪声和采样频率的影响时,ADC的噪声基底(即满量程信号功率S与量化噪声谱密度N0之比,单位:dB)为:
S/N0=6.02b+1.76+10lg[fs/(2fmax)](10)
显然,fs的降低会导致S/N0的降低。所以,实际应用时,需要综合考虑A/D转换器的性能和由于信噪比的恶化而对整机性能造成的影响,选取合适的采样率。
图5 fs=24 kHz采样后的信号功率谱
4 结 语
本文借助于软件无线电模型和带通采样理论,提出了一种适用于低信噪比、低压电力线环境的DSSS接收机新方案。通过理论分析和系统仿真证明,它具有以下优点:
(1) 在射频端对接收到的信号直接用A/D以特殊频率进行带通采样,采样率远低于信号的最高频率,因此可以大大降低对A/D变换器和后续数字信号处理器的要求,节省了系统的软硬件开销。
(2) 以特殊频率进行带通采样后,射频处的复合码信号频谱被搬移到了零中频位置,然后,直接用低通滤波器滤出基带信号,完成了解调的过程,免去了在低信噪比环境下的同步载波提取。
(3) 对滤波后的复合信号在基带进行解扩,保证了系统扩频增益不丢失。
参 考 文 献
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