平面集成LC结构及差模电容的优化设计

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摘要：针对滤波器当前小型化和集成化的发展趋势，在简述现有平面集成EMI滤波器设计缺陷基础上，对其集成lc结构和差模电容分别进行了优化设计。提出了环形集成LC结构，仿真和计算结果表明其在电磁特性及几何尺寸上相对于矩形的优点。为了优化设计差模电容，对一种采用较小介电常数的材料实现较大差模电容值且可以降低等效电感的方法进行研究分析，应用ANSYS软件进行建模计算，并验证了方法的可行性。

关键词：集成LC结构； 差模电容； 等效电感； ANSYS

中图分类号：TN71034； TM713文献标识码：A文章编号：1004373X(2011)22017104

Optimal Design of Planar Integrated LC Structure and Differential Mode Capacitance

HE Feng, ZHU Ye, WANG Shishan

(College of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, China)

Abstract： With the development tendency of miniaturization and integration of filters, optimal design of integrated LC structure and differential mode capacitance are researched on the basis of describing the design drawbacks existing in EMI filter. The annular integrated LC structure is proposed. The simulated and calculated results show that it is superior to the rectangular integrated LC structure in electromagnetic property and geometric dimensioning. In order to optimize the differential mode capacitance, a method in which a material with low dielectric constant is adopted to realize the bigger DM capacitance value and reduce its equivalent inductance is researched. By the modeling computation with ANSYS, the feasibility of the method is confirmed.

Keywords： integrated LC structure; differential mode capacitance; equivalent inductance

收稿日期：20110626

基金项目：台达电力电子科教计划；航空科学基金资助

(20100852008)0引言

电力电子设备因其效率高、体积小在人类日常生活和工业生产中得到了广泛的应用。但随着开关器件工作频率的日益提高，会引发严重的电磁干扰，对设备本身及其周围设备的正常工作产生影响。而在电力电子设备的工作频率范围内，电磁干扰主要以传导干扰为主［12］。对于传导干扰，采用EMI滤波器进行滤波是非常有效和经济的手段。

传统的EMI滤波器由分立器件构成，其元件数量多、体积大、更容易产生寄生参数，成为电力电子设备模块化和小型化发展的障碍。据研究，平面磁集成技术可以有效解决这一障碍［34］，而平面集成滤波器是该技术的重要组成部分 ［56］。

1已有平面EMI滤波器的缺陷

目前，最具代表性的是由弗吉尼亚理工大学陈仁刚博士提出的平面磁集成EMI滤波器［7］(见图1)。该平面滤波器也有很多缺陷：矩形集成LC结构导线过渡区成直角，传导电流分布严重不均匀(见图2(a))，且机械强度不高；磁通密度主要由磁芯内部的导体产生，外部导体周围的磁通密度几乎为零，导体利用率低(见图2(b))；差模电容模块选择介电常数很高的陶瓷材料Y5V作为介质基板，其介电常数高达上万，但是，这种材料制作的电容器在-30~+80 ℃的范围内，容量变化最大可达80%， 并且，使用介电常数很高的材料，会产生较大的寄生参数［8］。

图1平面磁集成EMI滤波器2平面集成LC结构的优化

为解决以上不足，可将PCB导线拐角处改为“圆弧”，进一步若将“直线段”也修改为“圆弧”，则集成LC模块的PCB导线为“环形”，为配合该结构的集成LC模块，E型磁芯改为罐型磁芯，如图3所示。

图2矩形集成LC结构电流及磁密分布图3环形集成LC结构及罐型磁芯由此，环形导体中的电流呈均匀分布(见图4(a))；采用罐形磁芯，导体全部位于磁芯内部，存储的磁场能量增加，提高了导体的利用率(见图4(b)),且杂散磁场很难进入或离开磁芯，使得抗外界电磁干扰能力增强。

图4矩形集成LC结构电流及磁密分布现以产生相等电感值所需PCB导线长度为依据，对这2种集成LC结构(带磁芯)进行比较，为方便比较，假设：两者磁芯具有相同的相对磁导率（忽略其高频非线性）、有效截面积、等效磁路长度；PCB导线具有相同的线宽和匝间距。

根据电感计算公式：L=μ0μrn2Aele(1)式中：μ0为空气磁导率；μr为磁芯的相对磁导率；Ae为磁芯有效截面积；le为等效磁路长度，n为线圈匝数。可知，若两者的PCB导线匝数一样，则能产生相同的电感量。

如图5(a)所示，矩形PCB导线的长度［9］为：L1=n2(2w+4g)+2n(a+b+3w－2g)(2)式中：n为绕组匝数；w为线宽；g为匝间距；a为E型磁芯有效截面积的长度；b为磁芯有效截面积的宽度。

如图5(b)所示，环形PCB导线的长度为：L2=πn[2R+w+n(g+w)](3)式中：R为罐型磁芯有效截面积的半径；n为绕组匝数；w为线宽；g为匝间距。

图5集成LC结构的PCB导线由磁芯有效截面积相等可知：ab=πR2(4)由此：L1=n2(2w+4g)+2n(a+b+3w－2g)

≥n2(2w+4g)+2n(2ab+3w－2g)

=n2(2w+4g)+2n(2πR2+3w－2g)(5)当且仅当a=b=πR，等式成立，即：

L1min=n2(2w+4g)+2n(2πR2+3w－2g)(6)

取w=1 mm，g=0.5 mm，R=10 mm，对式(3)和式(6)编程计算，得出在产生相同电感量 (即相同匝数)下，两种集成LC结构PCB导线的长度值对比，如表1所示。

表1不同匝数的PCB导线长度值

匝数nL1 min /mmL2 /mm匝数nL1 min /mmL2 /mm111 307.91 295.92165.8150.8121 474.81 470.33260.7240.3131 649.71 6544363.6339.3141 832.61 847.35474.5447.7152 023.52 049.96593.4565.5162 222.42 261.97720.3692.7172 429.32 483.48855.2829.4182 644.22 714.39998.1975.5192 867.12 954.7101 1491 131203 0983 204.4

由表1可知，当线圈匝数低于13（不妨称之为临界匝数NC）时，相同匝数的环形PCB导线长度比矩形的最小长度还小，即产生相同电感量所需环形PCB导线的长度小的多。导线长度越小意味着损耗、空间和铜材料的减少。进一步计算结果表明：线宽的减小，磁芯有效截面积和匝间距的增大会导致NC增大。实际设计滤波器集成LC模块时，考虑到其平面面积不宜过大和共模电容值不超过3 300 μF，集成LC结构导线绕组的匝数一般设计为3~6匝，且宽度细、匝间距大的导线绕组有利于减小集成电感的结构电容［10］，由此，环形集成LC结构更具优势。

综上所述，环形集成LC结构在尺寸和电磁特性方面比矩形集成LC结构有明显改善，实现了优化。

3差模电容的优化

在实际设计EMI滤波器时，往往是将差、共模噪声解耦分离出来，然后根据噪声抑制标准EN55022和CISPR22，并针对差、共模干扰分别设计其插入损耗，由此决定差、共模滤波器的转折频率，最终确定抑制差、共模噪声所用的电感电容值。理想情况下，单级滤波器在转折频率fc之后，其衰减斜率为40 dB/（°）。由此从某种程度上讲，转折频率越低，滤波器的滤波特性越好。在平面集成EMI滤波器中，较易实现较小的共模转折频率。由于差模电感是由共模电感的漏感实现，感值较小，要想得到理想的差模转折频率，就必须增大差模电容。

3.1差模电容

为配合环形集成LC结构，如图6所示，差模电容由在陶瓷介质板两面喷镀单匝或不到一匝的铜箔构成，也为环形，导线宽度基本与环形陶瓷板宽度一致。

图6差模电容根据差模电容的经验计算公式：CDM=ε0εrlw/dε(7)式中:εr为电介质的相对介电常数；l为导线的长度；w为导线的宽度；dε为电介质的厚度。

3.2实现原理

将差模电容的两个铜层每层分成n层相同的部分(见图7(a))，然后交叉，在它们之间插入与原来结构厚度一样的电介质材料，每相邻的两片铜层和之间的电介质材料构成一个电容(见图7(b))。

图7构成方法两片邻近的铜层夹一层电介质构成电容，这样，电介质层共有2n-1层，那么，总的电容就变为原来的2n-1倍： CDM′=(2n－1)ε0εrlwdε=(2n－1)CDM(8)采用这种方法，铜层总的横截面积没有变化，电流密度也没有变化，铜层的损耗也没有增加，且电容的耐压性能也得到了较好的保证。

3.3仿真计算

样品采用的双层差模电容其主要参数如表1所示。取n=2，将其构成一个交叉多层的差模电容，它的截面如图8所示。该样品的电介质层采用相对介电常数为4的陶瓷材料。

表2差模电容主要参数

l /mmw /mmdε /mmεr88.111.70.54

根据式(8)计算出双层差模电容值为82.42 pF。

图8两种差模电容截面对于多层样品的计算，采用ANSYS有限元软件进行计算。计算电容的静电场为2D轴对称场，建立如图9所示的1/2轴对称模型。

图9轴对称场有限元模型四层差模电容计算结果如表3所示。

表3层间电容的计算pF

相邻层间数值其他层间数值C1283.25C130.436 8C2382.90C240.436 8C3483.25C140.187 0

由四层差模电容的结构，可以得出：CDM′= C12+ C23+ C34=249.4 pF与CDM的计算结果进行比较：CDM′≈3CDM=（2n-1）CDM,n=2 仿真计算的结果验证了式（8）的正确性。而对于C13,C24和C14的数据，可以看出非相邻层间电容基本相当于相邻层间的电容的0.5%甚至更小，这是因为在理想状态下，非相邻层间电容应该为0，但是实际建模时考虑到空气效应，也会产生极小的电容，相对于层间电容可以忽略不计。

3.4等效电感

对于差模电容，希望其等效电感越小越好，等效电感的计算公式如下［9］：L=μ0μeffn2Aele（9）式中：μeff为磁芯的相对磁导率；n为导线的匝数；Ae为磁芯的有效截面积；le为有效磁路径长度。两个样品的磁路如图10所示。

图10磁路由图10可以看出，两个磁路中，不同的是le，对于图10(a)有：le=2(w+dε)(10)对于图10(b)有：le′=2(w+3dε)(11)比较式(10)和式(11)，可以得出：leL′。因此，四层的等效电感小于双层的。

综上所述，交叉多层电容不仅电容值得到增值，其寄生参数(等效电感)也减小了，实现了对差模电容的优化。

4结语

本文以平面集成EMI滤波器中集成LC结构及差模电容模块的优化设计为研究对象，提出了环形集成LC结构和差模电容值的增大方法及其等效电感的问题，得到以下结论：环形集成LC结构在尺寸和电磁特性方面比矩形集成LC结构有明显改善；采用交叉多层的方法可以有效的增大差模电容。因此，制作差模电容的基板可以选择介电常数较小但性能稳定的材料；采用交叉多层的方法，可以减少等效电感，提高差模电容的性能。

参考文献

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作者简介: 何峰男，1981年出生，硕士研究生。研究方向为电力电子电磁兼容。

朱叶男，1988年出生，硕士研究生。研究方向为电力电子电磁兼容。

王世山男，1967年出生，陕西人，博士，副教授。研究方向为电磁场数值计算和电力电子电磁兼容。