高电压增益变换器
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1引言
由于光伏电池、燃料电池和蓄电池等的输出电压较低，甚至低于48V，而针对AC220V电网，半桥、全桥并网逆变器的输入一般为DC760V和DC380V，如何实现高增益升压变换是可再生能源并网发电系统中需解决的主要问题之一[1,2]。当工作占空比D趋近于1时，基本Boost变换器的增益在理论上趋于无穷大，但在实际工程应用中存在如下问题：①开关管及二极管的电压、电流应力大；②开关损耗、二极管反向恢复损耗大，导致变换效率低；③dv/dt大，导致EMI严重；④抗输入电压扰动能力及动态性能差。基于上述原因，基本Boost变换器一般用于电压增益小于6的场合[3,4]。为提高电压增益，进而提高变换效率，已经提出了很多高增益变换拓扑[5-12]。文献[5]提出采用级联Boost变换器实现高电压增益，变换效率较高，但主电路拓扑及控制较复杂，如何确保级联Boost变换器稳定工作也相对困难。采用耦合电感可提高电压增益[6]，但漏感会影响变换效率，增加开关电压应力，EMI问题也更加突出。采用有源钳位电路[7,8]可有效回收漏感能量，降低开关电压应力，但电路复杂，成本增加，而且钳位电路也会产生附加损耗。文献[9]通过增加一个钳位电容及一个钳位二极管实现有源钳位电路的功能，电路简单，但流过激磁电感及开关管的电流增加。本文从基本Boost变换器的开关电感三端网络出发，通过在其三条支路串入合适极性的电压源来提高电压增益，得到三种高增益开关电感三端网络，通过对开关电压应力的分析，确定了最优的高增益开关电感三端网络，最后基于拓扑组合研究了电路实现方案。在此基础上，分析了所提出的高增益Boost变换器的工作原理，对其性能进行了详细分析，最后进行了实验研究。
2高增益开关电感三端网络
基本Boost变换器如图1所示，工作于电感电流连续模式（CCM）时，电压增益M为通过在由有源开关S、二极管VD、电感L组成的开关电感三端网络的三条支路中串入合适极性的电压源uc，从而得到图2所示的高增益开关电感三端网络。根据伏秒平衡原理，当工作于CCM模式时，采用图2a～图2c所示的高增益开关电感三端网络所得到的变换器电压增益分别为所示的高增益开关电感三端网络可以降低有源开关S及二极管VD的电压应力，而采用图2c所示的高增益开关电感三端网络导致有源开关S及二极管VD的电压应力增加。对于图2b所示的高增益开关电感三端网络，增加uc一方面可以提高电压增益，同时可以降低开关器件的电压应力，比较而言，它是一种更优的高增益开关电感三端网络。图2b中的电压源uc如何实现呢？当电容电压纹波相对于平均值很小时，可以等效为电压源，因此考虑把uc用一个大容量电容Cc替代，但由于二极管VD的单向导电性，导致电容Cc一直放电，因此必须增加一条支路引入电流ic为Cc提供充电电流，如图3a所示。ic通过一个基本Boost型开关电感三端网络引入，最后得到图3b所示的基于拓扑组合的高增益开关电感三端网络。
3工作原理由图3b所示的基于拓扑组合的高增益开关电感三端网络构成的Boost变换器如图4所示，在分析其工作原理之前作如下假设：①电感电流il1和il2连续；②电容Co、Cc足够大，其上电压保持不变；③所有器件都是理想器件，不考虑寄生参数等的影响。有源开关S1、S2采用交错控制策略，由于开关占空比D＞0.5和D＜0.5时变换器的开关状态有所
3.1D＞0.5D＞0.5时，在一个开关周期Ts内变换器有3个开关状态，见表1。其稳态工作的主要波形如图5所示，图中D=0.6。变换器工作于状态1时的等效电路如图6所示，电感L1及L2两端的电压ul1、ul2均为输入电压uin，电流il1、il2线性上升，电容电流ic为零，电容电压uc保持不变。采用同样的方法，可以得到其他状态时变换器的等效电路和工作情况。
3.2D＜0.5D＜0.5时，在一个开关周期Ts内变换器有3个开关状态，见表2。其稳态工作的主要波形如图7所示，图中D=0.4。变换器工作于状态1时的等效电路如图8所示。电感L1两端的电压ul1为输入电电流il1线性上升，电感L2两端的电压ul2为输入电压uin?uc，电流il2线性下降，电容电流ic为?il2，电容电压uc上升。采用同样的方法，可以得到其他状态时变换器的等效电路和工作情况。
4性能分析由于在实际工程中，一般电压增益M＞
4时才考虑采用高增益Boost变换器，由后面的分析可知，此时工作占空比D大于0.5，因此下面主要基于图5分析D＞0.5时变换器的性能。
4.1电压增益M根据电感L1、L2的伏秒平衡可得
4.2开关管电压应力有源开关开关S1及二极管VD1所承受的电压应力uvpS1和uvpVD1为
4.3开关管电流应力设电感电流il1、il2的平均值分别为IL1和IL2，输出电流io的平均值为Io。稳态工作时，一个开关周期Ts内电容Cc的充电与放电电荷必然相等，当开关S1、S2的工作占空比D相等时，充电与放电时间均为(1?D)Ts，充电与放电电流分别为IL2、IL1，因此IL1与IL2必然相等，可实现自动均流，也就是
4.4电容电压uCc的纹波峰峰值电容Cc的充放电电荷Qcc为
4.5输入电流纹波峰峰值由于
4.6输出电压纹波峰峰值输出电压纹波峰峰值Δuopk为
5实验研究
实验参数如下：输入电压uin=10V，输出电压uo=50V，输出功率po=150W，电感L1=L2=30μH，电容Cc=33μF，输出电容Co=47μF，开关频率fs=100kHz，有源开关S1、S2均选用IRFZ44N，二极管VD1、VD2选用Y20100DN。图9a为输入电压uin，输出电压uo，开关管S1、S2的驱动Q1、Q2的波形，占空比为0.6左右，电压增益为基本Boost变换器的2倍。图9b为开关管S1、S2，二极管VD1、VD2两端的电压uds1、uds2、ud1、ud2的波形，可以看出S1、S2、VD1所承受的电压应力均为输出电压uo的1/2，二极管VD2说承受的电压应力就是输出电压uo，但二极管关断时两端的电压为uo的1/2，有利于降低关断损耗。图9c为电感电流iL1、iL2及输入电流iin的波形，可以看出两相电感电流基本相等，实现了自动均流，输入电流为两相电感电流之和，由于iL1、iL2的相位相差180°，输入电流纹波比电感电流纹波小得多，纹波频率为开关频率的2倍，有利于减小输入滤波器。图10所示为变换器效率曲线，效率最大值为92%。
6结论
为提高基本Boost变换器的电压增益，本文从开关电感三端网络出发，通过在其三条支路串入合适极性的电压源，得到三种高增益开关电感三端网络，再通过对开关电压应力的分析，确定了最优高增益开关电感三端网络并研究了电路实现方案，得到了一种基于拓扑组合的高增益Boost变换器。在此基础上，分析了其在D＞0.5及D＜0.5时的工作原理，并对D＞0.5时变换器的性能进行了详细分析，最后进行了实验研究，结果表明，所提出的变换器在开关占空比D＞0.5时具有如下特点：①电压增益为基本Boost变换器的两倍；②变换器中两Boost单元可实现自动均流，有利于散热设计，与交错并联Boost变换器相比，不需均流控制，控制电路简单；③有源开关的电压应力减为输出电压的一半，即为基本Boost变换器的一半。