一种高电源抑制比的CMOS带隙基准电压源设计

开篇：润墨网以专业的文秘视角，为您筛选了一篇一种高电源抑制比的CMOS带隙基准电压源设计范文，如需获取更多写作素材，在线客服老师一对一协助。欢迎您的阅读与分享！

【摘要】提出了一种用于温度传感器的高电源抑制比（PSRR）、低温度系数、低功耗的CMOS带隙基准电压源。在传统CMOS带隙基准电压电路的基础上，增加了优化的电源抑制比增强电路，在带隙基准反馈环路中引入电源噪声，使上面电流镜的栅源电压保持恒定值，从而提高电源抑制比。采用自偏置共源共栅电流镜，来实现匹配更好的与绝对温度成正比（PTAT）电流镜像。采用华虹宏力0.13um FS13QPR CMOS工艺实现，使用HSPICE仿真。仿真结果表明电路输出基准电压为1.2V，电源抑制比在1K Hz时达到90dB，在-40～100℃的温度范围内温度系数是10ppm/℃，在1.8～3.6V工作电压范围内的线调整率为0.5mV/V，工作电流43uA。

【关键词】带隙基准电压;电源抑制比;自偏置共源共栅电流镜;温度传感器

引言

带隙基准电压源（Bandgap Voltage Reference）具有与温度、电源电压和工艺变化几乎无关的突出优点，能够提供稳定的参考电压或参考电流，被广泛应用与集成温度传感器、比较器、A/D和D/A转换器、存储器以及其他模数混合系统集成芯片中，并且高性能基准电压源直接影响着电路的性能。研究用CMOS工艺实现的可集成于片上系统（SOC）的高精度带隙基准源显得尤为重要[1]。对于高精度的温度传感器，从电源注入到带隙基准输出的噪声是各种噪声中最重要的噪声，会严重影响参考电压和温度传感器的与绝对温度成正比（PTAT）电压。因此，设计高电源抑制比（PSRR）的带隙基准源满足其要求显得十分必要[2]。

本文先介绍了带隙基准源的基本原理，再基于等效小信号模型，对带隙基准源的电源抑制比做了详细的分析，进而提出了一个具有高电源抑制比、低温度系数、低功耗可用于温度传感器的带隙基准电压源。

1.带隙基准源电源抑制比分析

利用与CMOS兼容工艺的纵向PNP晶体管和采用放大器负反馈实现的传统CMOS带隙基准电压如图1所示。

由于放大器的高增益和负反馈环路，使得放大器的两个输入端虚短，因此可以得到输出电压VBG为：

（1）

k为波尔兹曼常数，q为电子电量，T为绝对温度。

通过选择合适的比例，可以使VEB1和kT/q的温度系数相抵消，从而使VBG在理论上成为温度系数为0的基准电压。

图1 传统CMOS带隙基准电压

传统CMOS带隙基准电压的小信号等效模型如图2所示，进行电源抑制比分析。

图2 传统CMOS带隙基准电压的小信号模型

为了更深刻理解电源抑制比的性能，忽略上面电流镜沟道长度调制效应对MOS晶体管M1，2的输出阻抗的影响。通过小信号模型，我们可以得到以下方程：

（2）

（3）

（4）

（5）

（6）

其中，A=vg/vdiff=Gmdrout，Add=vg/vdd=Gmddrout，分别是放大器的增益和电源抑制比。gm1，2是MOS管M1，2的跨导，rQ1和rQ2分别是双极型晶体管Q1和Q2的 导通电阻。

将公式（3）、（4）代入（2）可以求出vg，再将vg和公式（5）、（6）代入公式（4），便可以导出带隙基准电压的电源抑制比：

（7）

从公式（7），我们注意到带隙基准电压的电源抑制比主要由放大器的增益和电源抑制比决定。增大放大器的增益可以提高带隙基准电压的电源抑制比，但也会引起稳定性的问题。放大器的增益会随操作频率的增高而降低，同样放大器的电源抑制比也会在高频率时降低。因此，为了增大带宽和高电源抑制能力，就必须要增大放大器的增益带宽积（GBW）。从公式（7）我们还注意到，如果放大器的电源抑制比是1（0dB），第一项就是无穷大，这样带隙基准电压就有非常高的电源抑制能力。也就是说，如果放大器的输出vg跟随电源电压的波动，那么MOS管M1，2的栅源电压就能保持恒定值，M1，2的漏极电流就能保持恒定值，这个带隙基准电压就能有高的电源抑制能力。这是因为沟道调制效应在基于电流镜的cmos带隙基准电压源是普遍存在的，把M1，2设计成有大的栅长，从而使沟道长度调制效应的影响可以忽略。总之，vg能够跟随电源电压波动是我们所希望的。

2.高电源抑制比的带隙基准电压

用于温度传感器的高电源抑制比、低温度系数、低功耗的CMOS带隙基准电压源的电路实现如图3所示。这个带隙基准电压包括四个主要模块：带隙基准核心电路、PSRR增强电路、启动电路和PTAT电压产生电路。

2.1 带隙基准核心电路

带隙基准核心电路包括：Q1、Q2、R1、RPTAT、M1～M4和放大器。Q1和Q2是寄生的垂直PNP双极型晶体管，Q2的发射极面积是Q1的8倍。M1～M4是共源共栅电流镜。高增益放大器和反馈环路使节点Va和Vb有相同的电势。

图3 高电源抑制比CMOS带隙基准电压

双极型晶体管Q1和Q2有不相同的尺寸但是有相同的发射极电流，它们操作在不同的电流密度下，这样就由Q1、Q2和RPTAT形成一个与绝对温度成正比的电压环路。流过RPTAT的PTAT电流IRPTAT为：

（8）

这个电流流过R1，得到带隙基准电压VBG为：

（9）

从公式（7）可知，减小第二项中的分母值可以提高电源抑制比，选择在Q1支路出带隙基准电压可以得到如下公式：

（10）

R1是可修调（trimming）电阻，用于调整由于工艺偏差对带隙基准电压的变化。

一阶温度补偿可以通过选择合适的R1/RPTAT，来使得：

（11）

电阻R1和RPTAT用RPPOLYU3，在公式（11）中的电阻比例跟温度无关。合适的尺寸和好的版图匹配，使电阻的温度系数和绝对值尽量小地影响输出带隙基准电压的温度系数。

2.2 高增益放大器

为了使带隙基准源Va和Vb两点尽可能在同一个电势，要求放大器工作在深度负反馈，并且需要放大器有尽可能大的开环增益。同时由于高增益的放大器有助于提升整体电路的电源抑制比。采用的折叠共源共栅放大器如图4所示[3]。

用PMOS管作为输入管在获得良好的直流增益的同时还具有比NMOS管更好的1/f噪声特性，并能提高正电源抑制比。偏置电路采用自偏置共源共栅电流镜[5]，具有高的电压摆幅，少的电流支路，因此具有低功率消耗。自偏置共源共栅电流镜中电阻上的压降要大于共源共栅管的Vdsat与两个MOS管阈值电压差的和，为共源共栅管提高偏置电压，这样就保证了电流镜器件操作在靠近饱和区边缘，低电压操作是也有高输出阻抗。还加入了低功耗控制信号PD，在不需要使用时节省功耗。图3中的电容C1是放大器的负载频率补偿电容。

图4 CMOS带隙基准电压的版图设计

2.3 电源抑制增强机制

带隙基准电压的电源抑制比的提高主要是通过增强电源抑制比电路模块实，增强电路包括M5、M6、M9和R2[4]。电源抑制增强电路不仅增加了环路增益，同时还有效地把电源噪声引入到PTAT环路中，从而保证了M1与 M3的栅源电压基本恒定，使其不会随电源电压上的噪声而放生大的改变，进而实现提高带隙基准电源抑制比的目的。

POMS差分输入的折叠共源共栅放大器电路能够表现出很好的电源抑制性能，由电源波动导致的放大器输出的波动可以忽略不计，因此Vg电压点处的电源抑制性能好坏，主要取决于增强电源抑制比电路模块中的PMOS电流镜。这里电流镜也采用自偏置共源共栅电流镜，分析可知，二极管连接的M5、M6有非常低的阻抗约为1/gm5，这里gm5是M5的跨导。因此，在Vg电压点处的电源抑制比可以用公式表示为：

（12）

公式（12）说明了来自正电源电压的信号波动通过M5、M6、M9和R2组成的电路，几乎没有衰减地完全反馈给了Vg，Vg随电源电压波动发生同相变化，因此M1和M3的栅源电压几乎不会随着电源波动发生改变，从而实现了提高带隙基准电源抑制性能。

2.4 启动电路

正常情况下，带隙基准电路会有两个或多个稳定状态，在上电过程中，如果没有启动电路的话，电路有可能不能进入正常工作状态，为了使电路能够工作在正常状态，需要添加启动电路，当主体电路开启后，启动电路应被关闭。图3中的M10～M16组成启动电路和低功耗控制电路。

2.5 PTAT电压产生电路

温度传感器需要一个跟温度无关的参考电压和一个跟绝对温度成正比的PTAT电压。图3中的带隙基准能产生这两种信号。PTAT电流流过电阻就能得到PTAT电压：

（13）

电阻R3同样使用RPPOLYU3，在公式（13）中的电阻比例跟温度无关，VPTAT是跟绝对温度成正比的PTAT电压。

3.电路仿真结果

采用华虹宏力0.13um FS13QPR CMOS工艺实现，使用HSPICE仿真。在典型工艺模型3.3V工作电压下，27℃时的输出电压为1.2018V，PSRR 91.5dB，工作电流43uA。

图5 带隙基准电压的电源抑制比

带隙基准电压电路在9种不同corner（电压1.8～3.6V，温度-40～100℃）下，输出基准电压的电源抑制比如图5所示。9种corner在1K Hz时PSRR都达到80dB以上。

图6 带隙基准电压随温度的变化

带隙基准电压电路在5种不同corner（电压1.8～3.6V）下，输出带隙基准电压随温度的变化如图6所示，电压变化都下于3mV。带隙基准电压的温度系数都小于20ppm/℃。

带隙基准电压电路在5种不同corner（温度-40～100℃）下，输出带隙基准电压随电源电压的变化如图7所示，电压变化小于1mV，所有corner都小于0.7mV/V。

图7 带隙基准电压随电源电压的变化

4.版图设计

模拟电路的版图设计对电路性能的影响很大，设计中要特别注意器件的匹配以及布局布线的合理性。采用华虹宏力0.13um FS13QPR 4P5M CMOS工艺，版图面积为0.06mm2，如图8所示。

图8 CMOS带隙基准电压的版图设计

4.1 双极型晶体管

电路中Q1与Q2的面积比为1：8，采用3 X 3的阵列，Q1在中央，Q2则围绕在Q1周围，在最外面放一圈Dummy晶体管，以增加匹配性[6]。

4.2 放大器输入对管

放大器的输入失调电压会增大基准电压的温度系数，影响基准电压源的性能，影响温度传感器的精度。为了减小放大器失调的影响，放大器输入对管采用了大尺寸的器件，用中心对称的布局方法，并在输入对管周围增加了Dummy管，增加匹配性。

4.3 电阻

在电路制造过程中，电阻阻值误差很大，很难得到精确的电阻，但可以尽可能地减小电阻比值的误差。图4中R1与RPTAT阻值的比值误差对温度补偿特性有很大影响，在绘制版图时，采用宽度较大的单元电阻结构，R1、RPTAT和R3并排放在一起，同时在电阻周围加上了Dummy电阻，以减少环境的影响，增强电阻匹配性。

4.4 电流镜

PTAT电流的镜像误差会显著影响基准电压源的性能和温度传感器的精度。共源共栅电流镜中的共源MOS采用大尺寸器件，并和放大器中的共源共栅电流镜放在一起用中心对称的布局方法，并在输入对管周围增加了Dummy管，增加匹配性。

5.结论

提出了一种用于温度传感器的高电源抑制比（PSRR）、低温度系数、低功耗的CMOS带隙基准电压源。在传统CMOS带隙基准电压电路的基础上，增加了优化的电源抑制比增强电路采用自偏置共源共栅电流镜，来实现匹配更好的与PTAT电流镜像。采用华虹宏力0.13um FS13QPR CMOS工艺实现，使用HSPICE仿真。仿真结果表明电路输出基准电压为1.2V，电源抑制比在1K Hz时达到90dB，在-40～100℃的温度范围内温度系数是10ppm/℃，在1.8～3.6V工作电压范围内的线调整率为0.5mV/V，工作电流为43uA。

参考文献

[1]Junru Liu，Pingjuan Niu，Tiecheng Gao.A second-order temperature compensated Bandgap Reference for Analog-to-Digital Converter[C].International Conference On Computer Design And Appliations（ICCDA），2010：354-356.

[2]K.Tham and K.Nagaraj.A low supply voltage high PSRR voltage reference in CMOS process[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits（JSSC），1995，30（5）：586-590.

[3]David B.Bibner，Miles A.Copeland.Design Techniques for Cascoded CMOS Op Amps with Improved PSRR and Common-Mode Input Range[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits（JSSC），1984，6（12）： 919-925.

[4]S.K.Hoon，1.Chen，F.Maloberti.An Improved Bandgap Reference with High Power Supply Rejection[J].IEEE Int.Symposium on Circuits and Systems，Scottsdale，2002，5（5）：833-837.

[5]Todd L.Brooks，Alan L.Westwick.A Low-Power Differential CMOS Bandgap Reference[C].IEEE International Solid-State Circuits Conference（ISSCC），1994：248-249.

[6]Alan Hastings.The Art of Analog Layout.

作者简介：张斌（1978―），男，河北保定人，硕士，模拟IP高级工程师，研究方向：模拟集成电路设计。