开关电源的设计与仿真
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开关电源的设计与仿真范文第1篇
关键词：DCDC开关电源；模拟加法器；恒流源；误差放大器
中国分类号：TN433文献标识码：A文章编号：10053824（2013）03000503
0引言
电源管理IC因具有体积小、转换速率高等优点，已被广泛应用于电子、通信、电气、能源、航空航天及家电等领域。电源管理IC主要分为线性稳压电源转换器和DCDC开关电源转换器。相对于线性稳压电源转换器， DCDC开关电源转换器具有电压转换效率高和输出电压范围较宽的特点，因而DCDC开关电源转换器已成为主要的电源产品之一[1]。
降压型脉冲宽度调制型（pulse width modulation， PWM） DCDC开关电源是目前被广泛应用的1种DCDC开关电源结构[24]，其电路结构如图1所示。由图1可知，模拟加法器是PWM型DCDC开关电源转换器的核心模块，其性能特性直接影响PWM型DCDC开关源的性能特性，因而要求模拟加法器在电源电压、温度等变化或漂移条件下，均能获得稳定的性能。针对这些要求，本文设计了1种适用于DCDC开关电源的模拟加法器。
1模拟加法器原理及构成
本文所设计的模拟加法器的原理图如图2所示。该模拟加法器主要由误差放大器A1，误差放大器A2，MOS晶体管M1―M4，电阻R1，R2以及电容C1，C2组成。其中，误差放大器A1与误差放大器A2完全相同，Vref为带隙基准参考提供的1.2 V带隙参考电压，其具有与温度、电源电压波动以及工艺无关的参考电压源。VA1为图1所示的DCDC开关电源转换器的放大器的输出信号。电容C1与电容C2在图2所示电路中起滤波以及电荷存储作用。
图1DCDC开关电源转换器电路结构图图2模拟加法器原理图误差放大器A1，MOS管M1与电阻R2构成负反馈系统。误差放大器A1强制放大器的两输入端电压相等，即V1=Vref，因而流过电阻R1的电流I1为I1=VrefR1（1）图2中，MOS晶体管M1与M2构成基本电流镜，因而流过M2的漏电流I2为I2=WL2WL1I1（2）（2）式中：WL1与WL2分别为晶体管M1与M2的宽长比，因而电阻R1的压差VR1为VR1=I2R2=WL2WL1×R2R1×Vref（3）同理，误差放大器A2与MOS管M4也构成负反馈系统。误差放大器A2强制其两输入端电压相等，即V2=VA1（4）由（3）式与（4）式可得模拟加法器的输出电压VA，其可表示为VA=VA1+WL2WL1×R2R1×Vref（5）在电路设计时，若M1与M2为完全相同的PMOS管，即WL1=WL2，同时R2与R1为同一类型电阻且具有相同的阻值，则（5）式可表示为VA=VA1+Vref（6）（6）式说明图2所示的电路能有效地实现两模拟电压求和的功能。
2误差放大器的分析与设计
在图2所示的电路中，误差放大器A1以及误差放大器A2为模拟加法器的重要单元模块，其性能特性直接影响模拟加法器的性能特性，其中误差放大器A1与误差放大器A2完全相同。针对此问题，本文所设计的误差放大器A1与误差放大器A2采用折叠式共源共栅结构[5]，如图3所示。误差放大器主要由晶体管Ma0―Ma10、电阻R构成。其中Vp和Vn分别为误差放大器的差分输入端，Vb1―Vb3为偏置电压，Ma0与Ma1为PMOS输入对管，Ma3，Ma4与Ma5，Ma6形成电流镜对负载，实现双端输入和单端输出。图4为放大器的交流仿真曲线。仿真结果显示，在一定负载电容条件下，本文所设计的误差放大器获得65.5 dB的低频增益以及80°相位裕度，能够满足模拟加法器的要求。
图3误差放大器电路图图4误差放大器交流仿真波形图3仿真结果与分析
为验证所设计的模拟加法器的性能特性，在电源电压VDD=3 V的条件下，采用CSMC的0.5 μm标准CMOS混合工艺以及Cadence的Spectre仿真工具对电路进行了仿真验证。
当Vref=1.2 V以及VA1=1 V时，模拟加法器的瞬态仿真结果如图5所示。仿真结果显示模拟加法器的输出VA≈2.2 V，有效地实现了加法器功能。图6给出了VA与输入信号VA1的直流扫描关系曲线。仿真结果显示，模拟加法器的输出电压VA与输入电压VA1成线性关系，其差值恒为一常数。
图7为模拟加法器输出电压VA与温度的关系仿真曲线。仿真结果显示，当温度在0～110 ℃范围变化时，输出电压VA变化量仅为1.18 mV。
图5模拟加法器瞬态仿真
图6模拟加法器输出VA与输入VA1的关系曲线
图7模拟加法器输出电压与温度关系仿真曲线
4结语
本文设计了一种适用于DCDC开关电源的模拟加法器，其具有简单的电路结构。采用CSMC 0.5 μm CMOS混合工艺以及Cadence的Spectre仿真工具对所设计的电路进行了仿真验证。仿真结果显示模拟加法器具有非常好的性能，能够满足DCDC开关电源的要求。参考文献：
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[2]赵卉.电流控制模式单片开关电源的设计[D].成都：电子科技大学，2005.
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开关电源的设计与仿真范文第2篇
传统“电力电子技术”课程设计题目很多，但内容上主要集中于电力半导体器件、整流、直流斩波、逆变和变频变压等几个章节。以“单向半控桥式晶闸管整流电路的设计(纯电阻负载)”课程设计题目为例，学生的课程设计内容仅完成整流电路理论概述、电路结构和特性介绍以及一次验证型的实验结果，创新能力得不到培养。“电力电子技术”实验是弱电控制强电的实验，平时开设的实验基本上都是验证型实验，主电路结构都是以挂件形式开放着的，控制电路部分也是安置在面板上，学生很简单地就能完成实验指导书中的要求。而对于一些综合型创新型实验，弱电部分一般都是学生自行设计的，这就要求处理好强电和弱电的接口部分，而操作不当很容易使电路损坏。课程设计要求理论分析与实验论证相结合，但对于电子信息专业学生，首次接触这门强电类型的实验，很难把实验结果与书本理论知识联系起来。如做整流电路实验，学生一般不思考示波器上显示的可控半波波形、直流电压表读数与控制相位之间的关系，从实验中获益不多。
2课程设计内容的制定和教学安排
电力电子技术应用主要包括电气传动、电力系统和开关电源三个领域。小容量开关电源设计与制作作为课程设计内容比较适合于电子信息工程专业学生。简单的开关电源包括启动电路、控制电路、驱动电路、输出滤波、保护电路和变压器等诸多部分。而且开关电源的设计种类也很多，设计成本不高。因此，我们将开关电源的设计作为综合性的“电力电子技术”课程设计项目。我们对学生进行分组，分解项目任务，分配给他们不同任务要求。如有的学生负责电压反馈型并联Buck电路的设计，有的学生着重于主电路的设计和参数计算，有的学生要求侧重于均流控制电路的设计，有的学生侧重于驱动电路的设计等，这样的分配有助于学生在较短的时间内完成课程设计任务。为完成课程设计任务，教师在课程教学安排上，可适当选择一些案例进行讲解，籍此为学生进行课程设计提供范例。案例可取自科研文献或当前大学生电子设计竞赛中开关电源的设计项目。例如，考虑节能项目中使用的综合整流、逆变和直流斩波电路等，设计LED或LCD等的控制和驱动电路以及电动汽车逆变电路等。
3电路仿真与实验结合
开关电源的设计与仿真范文第3篇
【关键词】软开关；零电压-零电流开关（zvzcs）；移相控制；arm；lpc2210全桥变换器
现代电源技术是应用电力电子半导体器件，综合自动控制、微处理器技术和电磁技术的多学科边缘交又技术。在各种高质量、高效、高可靠性的电源中起关键作用，是现代电力电子技术的具体应用。
功率变换器（power converters）是开关电源的核心部分，为了实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性、减小体积和重量，必须实现开关管的软开关（soft swit-ching）。软开关变换技术是近年来电力电子学领域中的热门话题，软开关技术的深入研究及广泛应用，使电力电子变换器的设计出现了革命性的变化。随着dsp、arm等电子芯片的小型化、高速化，开关电源的控制部分正在向着数字化方向发展。数字化使开关电源控制部分的智能化、零件的共通化、电源动作状态的远距离监测成为可能。
一、新型次级箝位zvzcs全桥变换器的拓扑结构
本文介绍的新型次级箝位zvzcs-pwm变换器如图1所示，其中变压器副边采用中央抽头结构，全波整流方式。变换器采用移相控制，由于输出电感参与了超前桥臂的谐振，所以在原边串联电感很小的情况下也可以给超前臂开关管、并联电容、来实现零电压开关。辅助电路是在输出滤波电感磁芯上增加一个绕组，当原边向副边传送能量时，由增加的绕组经辅助回路给箝位电容充电。其后当关断，原边电压过零期间，通过二极管放电把电压折射到原边，作为阻断源复位原边电流，为滞后桥臂开创零电流开关条件。
图1 新型次级箝位zvzcs变换器拓扑
二、基于arm的控制设计
首先，输出电压经过电阻分压采样，比较放大之后，在easyarm2210上面进行ad转换，由模拟量转换成数字量，以实现软件控制。
然后是实现数字pid控制。由于本系统的最终目的是为了消除稳态误差，实现输出电压的稳定，所以在此只采用了pi控制，也就是微分系数设为0。
最后是pwm移相信号的输出。由于开关频率为25khz，所以周期为40μs。考虑到需要死区时间，占空比略小于0.5。全桥变换器有四个开关管，所以需要输出四路pwm信号来驱动。根据lpc2210的pwm输出功能描述，在此，选择了pwm2、pwm4、pwm5为双边沿输出，pwm6为单边沿输出。这样，pwm4和pwm5就得共用一个寄存器pwmmr4，无法得到死区时间，所以还需要一个延迟电路来延迟1μs，以得到死区时间。
根据采用的移相控制方案，把超前桥臂设为定桥臂，滞后桥臂设为可变桥臂。基于以上对pwm通道选取的分析，为了方便设计，在此选pwm6和pwm2通道的输出来控制定桥臂，pwm5和pwm4通道的输出来控制可变桥臂。
根据以上所介绍的设计思想，在code-warrior ide中采用c语言编写程序，图2所示为总体流程图。
图2 系统软件顺序结构流程图
三、1kw新型zvzcs开关电源设计
1.主电路框图
本文研制了一台1kw高频软开关电源的工程样机，采用igbt作为主开关管，实现了超前桥臂功率开关管零电压开关，滞后桥臂功率开关管零电流开关。其中控制部分采用pi调节，利用arm开发板来产生移相pwm信号以驱动全桥变换器的四个igbt开关管。这样不仅简化了电路，减少了元件，而且使系统反应速度更快，电源稳压性能更好。图3所示为其结构图。
图3 基于arm控制的移相全桥软开关电源结构框图
2.主电路设计电路
本工程样机的主电路结构如图4所示，其中包括输入整流滤波电路；单相桥式逆变电路；高频变压器、谐振电感；辅助电路；输出整流滤波电路。
输入整流滤波电路是将单相交流电进行整流、滤波，为单相逆变桥提供一个平滑的直流电压，其中，emi是输入滤波器，能减小电源内部对电网的干扰，同时又抑制电网对电源的干扰。rm是压敏电阻，防止异常情况，如雷
时电网对电源的干扰，、、是电解电容用于平波直流母线电压，、是涤纶电容，吸收直流母线上的高频电压尖峰。
单相逆变桥由四个功率开关管（igbt）组成，为高频变压器提供脉宽可调的交流方波电压；高频变压器起到隔离和降压的作用，它有一个原边绕组，两个副边绕组；谐振电感用来帮助实现开关管的零电压、零电流开通；辅助电路为箝位电容提供充电、放电回路。输出整流滤波电路将变压器副边的高频交流电压整流和滤波，得到48v的直流电压；、分别是输出整流管的缓冲电路，吸收输出整流二极管上电压尖峰；、分别是输出滤波电感及其漏感，是输出滤波电容。
图4 电源主电路结构
为了验证主电路工作原理和参数设计的正确性，为样机研制提供参考，采用pspice 9.2仿真软件对所提出的变换器进行了多种参数下的仿真分析。
图5 仿真电路原理图
图5所示为仿真电路原理图。
3.实验结果与仿真对照分析
为了更清晰、更直接地比较仿真与样机波形，下面各图中的图（a）为仿真波形，图（b）为实验波形。
图6 变压器原边电压、电流波形
图6所示为变压器原边电压、电流波形。可见在“0”状态时，原边电压是0v，同时变压器原边电流快速复位，“+1”状态时原边电压是直流输入电压（300v），“-1”状态时原边电压是负直流输入电压（-300v）。变压器变比是3，所以变压器原边电流是1/3的负载电流（7a左右），变换器周期是40μs。从“+1”状态变换到“0”状态时，变压器原边电压下降有一定斜率，这是超前桥臂开关管关断后谐振给其并联电容充放电，充放电有一定的时间，原边电压非突变。由于原边电流是用霍尔电流传感器测量的，对干扰非常敏感，所以有一定的毛刺。 图7 变压器副边电压、电流波形
图7所示为变压器副边上面一个分绕组的电压、电流波形。因为变比为3，所以变压器副边电压为vin/3（100v），变压器原、副边电压波形类似。
图8 输出滤波电感的电压、电流波形
图8所示为输出滤波电感的电压、电流波形。当输出滤波电感电压为正时（值为变压器副边电压与输出电压的差），输出电感电流线性增大，并叠加了部分折算到输出电感上的电流，所以其有一定的纹波。当输出电感电压为负时，输出电感电流线性减小，直到负半工作周期，原边再次向副边传送能量时回升。上升、下降的斜率满足关系：
由以上实际波形和仿真波形的对比分析来看，实验结果和仿真基本吻合，在原边电压过零期间复位原边电流，使该电源功率变换器超前桥臂实现了零电压开关，滞后桥臂实现了零电流开关，开关损耗很小，输出电流纹波也比较小，基本达到稳定输出。实验结果表明，基于新型arm控制的zvzcs电路拓扑设计的1千瓦高频软开关电源的移相控制方案、数字控制方式、主电路、驱动电路、保护电路、参数等的设计是正确而且可靠的。采用arm微控制器进行控制信号的输出，较传统的纯模拟控制的电源稳压性能更好、外围电路更简单、设计更灵活，为实现智能化全数字电源系统的创造了有利条件。
参考文献
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[7]张松，王正勇，吴晓红等.基于dsp实现的软开关电源控制系统[j].信息与电子工程，2003，1（2）.
开关电源的设计与仿真范文第4篇
关键词 Boost变换器;建模;电压控制模式;小信号;仿真;连续导通模式
中图分类号 TM4文献标识码A文章编号 1674-6708(2010)18-0066-03
The Modeling and Design for Boost Converter of Small-signal Model Voltage Control CCM Mode
REN Zhiqiang1,CAO Wensi2
1. Zhoukou Architectural Design and Research Academy,Zhoukou466000,China
2. North China Institute of Water Conservancy and Hydroelectric Power,Zhengzhou450011,China
Abstract For the time-variant and non-linear characteristics of Boost Converters,
the operation modes and the work principle are analyzed. The small signal math model of Boost DC -DC converter is established using the state- space averaging method, The closed-loop control system of voltage mode control was built with mathematical models. the waveforms of simulations of typical Boost converter circuit models and mathematic models were compared by MATLAB software, Simulation results accord with theoretical analysis, showing the validity of proposed modeling method. The simulation result of the closed control system of voltage mode control shows the system is stabile. The method how to select parameter of DC -DC converter is presented.
KeywordsBoost Converters;modeling;voltage mode control;small signal;simulation;CCM
0 引言
直流-直流升压变换器在单相功率因数校正(PFC)电路、电动机传动和其他交直流电源中得到广泛的应用[1-2]。直流-直流变换器是一个典型的非线性系统,运行中必然存在着丰富的线性及非线性现象[3-4]。为了设计优良的变换器控制器,需要对变换器系统的各种动态过程进行细致的观察和分析,对变换器系统运行特性分析及运行状态预测的工作通常是以变换器数学模型[5]为研究基础。
本文基于在低频、小信号、小纹波3个假设条件下利用状态空间平均法[6-7]建立了CCM模式下Boost变换器小信号模型,并按照其数学模型组建了电压控制模式闭环控制系统。并应用MATLAB对Boost变换器的电路模型和状态空间平均法数学模型进行仿真对比,仿真结果与理论分析一致,证明了所提出的建模方法的正确性。同时对电压模式控制系统进行仿真,表明系统是稳定的。并给出了设计DC-DC 变换器参数选择方法,为实际开关电源系统的设计和调试提供了新的思路。
1 Boost变换器工作原理与建模
1.1 Boost变换器工作原理
Boost 电路的基本拓扑电路如图1 所示。Boost DC-DC变换器由功率开关S、储能电感L、续流二极管D、滤波电容C、负载电阻R、电感线圈的电阻 和输入电压 组成。变换器有电感电流连续和断续两种工作方式[3],开关电源变换器工作在连续模式时: ,开关电源变换器工作在连续模式时: 。设电路在CCM工作模式,电路分开关S导通和开关S断开两个阶段,开关S导通时,为电感L储能阶段,此时电源不向负载提供能量,负载靠储于电容C的能量维持工作,开关S断开时,电源和电感共同向负载供电,此时还给电容C充电。
1.2 建模分析
DC-DC 变换器的建模方法较多,这里采用状态空间平均法。因为这种方法是平均法的一阶近似[8],其物理概念清楚,可利用线性电路和古典控制理论对DC-DC 变换器进行稳态和小信号分析。
若DC-DC变换器工作于CCM,可由式(1)、 (2)描述它的两个线性工作模态:
式(1) 和式(2)中为功率开关管导通占空比, ,为导通时间,T 是开关周期; ,是状态变量, 是电感电流, 是电容电压, 是开关变换器的输入电压;为输出状态变量;A1,A2,B1,B2,C1,C2是系数矩阵,与电路结构和参数有 关。
电压型控制方式的基本原理图如下图2所示,系统输出电压(V0)经过采样得到图中的VFB。VFB与基准电压Vref比较,误差放大后得到Vc,PWM比较器将Vc和固定频率的锯齿波(Vs)比较,输出一组控制脉冲控制功率开关管V的导通和关断。这些脉冲的宽度随误差信号Vc的变化而变化,它们决定输出能量的大小,当负载消耗能量增大时,脉冲宽度增大;负载消耗能量减小时,输出脉冲宽度减小,这样维持输出电压相对稳定。
2 Boost变换器电路设计
2.1 主电路设计
假设输入电压选定为Vi=5V,输出电压定为V0=10V。
2.1.1 开关频率的确定
提高电源开关频率,可以相应减小电源体积,但同时开关损耗也急剧增加,工作频率( )和开关损耗( )的关系大致为:
,在本仿真实验中开关频率定为10kHZ
2.1.2 占空比的确定
考虑二极管正向压降后, ,当采用同步整流技术后由于整流管压降很低所以其压降不予考虑, 。
2.1.3 输出滤波电容的确定
输出滤波电容的选择与电源变换器的类型、最大输出工作电流和开关频率等因素有关.目前所使用的电容大多数是低ESR值的电解电容。可根据允许输出电压脉动的峰-峰值来设计电容
=
依据ESR(等效串联电阻)最小的原则考虑来选择输出滤波电容。本设计中选择电容值为2 000,由此可见,输出电容越大,开关频率越高,则输出纹波越低。
2.1.4 输出滤波电感的确定
电感的作用是保持恒定的电流,即限制电流的变化率,电感值正比于输入电压而反比于输出功率。电感的大小决定了开关电源主回路处于CCM还是DCM工作状态。根据式
,为保证一定裕量,电感电流连续导通模式(CCM)时,选取大于的标准电感值50 。
2.1.5 开关管的确定
功率MOSFET的特点是开通关断速度快,采用电压方式驱动,对于本设计中的小功率DC-DC转换器,选用功率MOSFET作功率开关管是不错的选择。开关管的电流应力:。
开关管的漏源之间电压最大值出现在由导通转换为截止的瞬间,若连续二极管的开关特性是理想的,且设其导通时二极管正向压降为零,则电压应力为: , 考虑二极管正向压降,则有。据此可以选择开关管。
2.2 控制电路设计
2.2.1 PWM环节传递函数
在开关电源控制系统中,调节器的输出u为直流电平,与锯齿波相比较,得到占空比D随u变化地PWM信号,其原理如图3所示。因此PWM环节将控制量u由电压信号转换为时间信号D。
设us上升段的斜率为k,则占空比D与直流电平u间的关系为,
2.2.2 调节器传递函数
开关电源中的调节器,根据给定信号与反馈信号相减得到的误差信号来计算控制量u,用以控制开关的占空比,常用的调节器有比例-积分(PI)调节器和比例-积分-微分(PID)调节器。
PI调节器的传递函数为: ,还可以写成如下形式:
由于这一形式为比例和积分两项的和,因此,该调节器被称为比例-积分(PI)调节器, 比例-积分-微分(PID)调节器的传递函数为:
还可以表示为:它可以看成是比例、积分和微分项的和。
2.2.3 电压模式控制系统
利用上面建立的各个环节的传递函数,可以做出该系统的方框图如图4
(a)状态空间平均模型仿真结果(b)基于Matlab/Power System Blockset仿真结果
图5仿真结果
由上述参数可得,状态空间平均模型仿真参数为: =100,
250,=20000,=10000。仿真结果如图5(a),利用Simulink 中的Power system blockset模块库,对Boost变换器电路模型进行仿真,仿真结果如图5(b)。
3.2 电压模式控制系统仿真
。为了能使系统稳定,选 。使用Matlab可以仿真出系统的博德(Bode)图如图10所示,根据对数稳定判据,可知Z=P-N,其中P=0,由系统的传递函数得出,N为相频特性曲线穿越的次数,从上图所示可知N=0,所以系统是稳定的。
4 结论
分析了CCM模式下Boost变换器的工作原理后,基于在低频、小信号、小纹波3个假设条件下利用状态空间平均法建立了其小信号模型,并按照其数学模型组建了电压控制模式闭环控制系统。并应用MATLAB对Boost变换器的电路模型和状态空间平均法数学模型进行仿真对比,仿真结果与理论分析一致,证明了所提出的建模方法的正确性。同时,对电压模式控制系统进行仿真,表明系统是稳定的。并给出了设计DC-DC 变换器参数选择方法,为实际开关电源系统的设计和调试提供了新的思路。
参考文献
[1] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理和设计[M].北京:电子工业出版社,1999.
[2] 王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2000.
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开关电源的设计与仿真范文第5篇
关键词：斜坡补偿 自适应 降压变换器
中图分类号：TN432 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2016）10-0160-01
1 引言
当峰值电流控制模式开关电源变换器工作在连续电流模式且占空比大于50%时，系统会发生次谐波振荡。此时需要加入一小斜坡进行补偿来防止次谐波振荡[1-2]。为了解决次谐波振荡的问题，本文设计了一种自适应斜坡补偿电路。
2 自适应斜坡补偿电路的设计
本文所设计的适用于Buck DC-DC变换器的自适应斜坡补偿电路如图1所示，主要由运算放大器OPA，电阻R1-R4，晶体管M1-M9和电容C1组成。
如图1所示，R1和R2对Vin进行分压得到V1，其分压比为0.35。运算放大器OPA、晶体管M1以及R3产生一个与Vin和Vout相关的高精度电流，NMOS晶体管M2和M2构成电流镜，镜像比例为1：A，晶体管M4用来抑制M3的沟道调制效应，并可以防止晶体管M3在Vin很大时被击穿。M5-M8以及R4构成自偏置共源共栅电流镜，对I2进行复制从而得到电流源I3，镜像复制比例为1：B，电流源I3对C1进行充电，因而斜坡电压的斜率可表示为：
C1的负极接电流采样电路对开关管采样的信号Vsense，实现斜坡信号和Vsense的叠加。通过适当的设置（1）式中的R3、C1、A和B，即可得到符合要求的斜坡补偿斜率。
3 仿真结果
本文采用NEC 0.35 μm _30V_BCD工艺以及Cadence对电路进行了仿真。图2为Vout=3.3V时，输入电压与斜坡补偿斜率mc的仿真曲线图。仿真结果显示，当输入电压Vin从6V到18V线性增大时，斜坡补偿斜率mc逐渐减小。将本文设的斜坡补偿电路引入峰值电流控制模式开关电源变换器系统中，图3为在Vin=6V情况下，输出电压和电感电流仿真曲线图，仿真结果显示，电路工作在连续电流模式且占空比大于50%时，电路可以稳定工作。
4 结语
本文设计了一种适用于Buck型峰值电流模式DC-DC变换器的自适应斜坡补偿电路。仿真结果显示，该斜坡补偿电路的补偿斜率能跟随输入电压的变化而变化，且该斜坡补偿电路能使峰值电流控制模式的Buck型峰值电流模式DC-DC变换器稳定工作。
参考文献
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开关电源的设计与仿真范文第6篇
关键词：高性能数字信号处理器；swift designer；电源设计；TPS54312
中图分类号：TN79 文献标识码：B
文章编号：1004-373X(2008)11-086-03
Design of Power Module Based on High-powered DSP Systems
YANG Jin,QIU Zhaokun
(SPDF,School of Electronic Science and Technology,National University for Defence Technology,Changsha,410073,China)
Abstract：The design of power module is an important part in high-powered DSP system.This paper takes a detailed introduction on the design of using TPS54312 and TPS54616,taking ADSPTS101 for example.Firstly,it compares three ways of power and their principle,and then it introduces how to design the appropriate schematic document,at the same time,it gives analysis and synthesis using the soft swift designer offered by TI.And it achieves power desire by the DSP system after testing.
Keywords：high-powered DSP;swift designer;power design;TPS54312
1 引 言
随着近年来芯片制造技术的不断发展，以及市场对高性能数字信号处理器的需求，新的功能更强，速度更快，功耗更低的数字信号处理器(DSP)产品不断推出，给电路设计带来了极大的方便。但与此同时，这些高性能器件的使用对供电模块的设计提出了更高的要求。高效、稳定、满足上电次序的供电模块设计具有重要意义，将直接影响整个系统的稳定，甚至整个系统的实现。
当前，DSP、FPGA等芯片的供电方式主要有3种：采用线性电源芯片，采用开关电源芯片，采用电源模块。这3种方式的一个总体对比如表1所示。
线性电源的基本原理是根据负载电阻的变化情况来调节自身的内阻，从而保证输出端的电压在要求的范围之内。由于采用线性调节原理，瞬态特性好，本质上没有输出纹波。但随着输入输出电压差的增大或是输出电流增加，芯片发热会成比例增加，因此线性电源要求有较好的散热处理控制。线性电源的输入电流接近于输出电流，它的效率(输出功率/输入功率)接近于输出/输入电压比。因此，压差是一个非常重要的性能，因为更低的压差意味着更高的效率。LDO线性电源的低压差特性有利于改善电路的总体效率。线性电源对电流输入较小的应用系统提供了一种体积小、廉价的设计方案。
开关电源利用磁场储能，无论升压、降压或是两者同时进行，都可以实现相当高的变换效率。由于变换效率高，因此发热很小，散热处理得以简化。又由于是开关稳压器电源， 与LDO线性电源相比，DC/DC调整器输出纹波电压较大、瞬时恢复时间较慢、容易产生电磁干扰(EMI)。要取得低纹波、低EMI、低噪声的电源，关键在于电路设计，尤其是输入/输出电容、输出电感的选择和布局。因此在三种电源设计方案中，开关电源的设计要较另两种电源设计方案复杂。但由于开关电源设计灵活，耗热小，成本也较低，在系统电源模块设计中，仍不失一种较好的选择。
电源模块原理上讲是个开关稳压器，效率非常高。相对于普通开关稳压器，它的集成度更高，只需要一个输入电容和一个输出电容即能工作，设计简便，适合D要求开发周期非常短的应用。
2 芯片选型和功能介绍
由于ADSPTS101信号处理部分仅是整个系统的一个子部分，结合其他部分的供电要求，FPGA芯片采用ATERA公司的EP1C12F324，IO电压3.3 V，内核电压1.5 V，ADSPTS101的IO供电压3.3 V，内核电压1.2 V。其中EP1C12F324对上电次序的要求并不是太严格，电源设计较为简单，采用AS2830-1.5电源芯片即可达到要求。而ADSPTS101对上电次序有较为严格的要求，当上电次序没有达到要求时，既使上电后进行复位初始化后，初始状态仍然可能不对。因此，系统电源部分设计的重点在于满足ADSPTS101的上电要求。当然，采用电源模块，如PT6944芯片可以满足设计要求，但基于开关电源和电源模块的比较优势，本系统采用开关电源进行设计。采用的电源芯片为TI公司的TPS54616和TPS54312。
TPS54616是一款TI公司推出的适合DSP,FPGA,ASIC等多芯片系统供电的电源芯片，是一款低电压输入、大电流输出的同步降压DC/DC调整器， 内含30MQ、12 A峰值电流的MOSFET开关管，最大可输出6 A电流。输出电压固定3.3 V，误差率为1%。开关频率可固定在350 kHz或550 kHz，也可以在280 kHz到700 kHz之间调整。另外，它还具有限流电路、低压闭锁电路和过热关断电路。
TPS54312也同样是TI推出的一款低电压输入，大电流输出的同步降压DC/DC调整器。所不同的是，TPS54312对于连续3 A的电流高效输出，集成的MOSFET开关管为60MQ，同时其固定电压输出为1.2 V。
另外，TPS54616和TPS54312均采用集成化设计，减少了元件数量和体积，因此，可广泛用于低电压输入、大电流输出的分散电源系统中。
TPS54616和TPS54312功能管脚定义类似，其引脚封装分别如图1所示。
以TPS54616为例，简述各引脚功能，TPS54312对应命名相同的引脚功能相似。
AGND：模拟地；BOOT：启动输入，应和PH脚间连接一个0.02~0.1 μF的电容；NC：不连；PGND：电源地，使用时与AGND单点连接；PH：电压输出端；PWRGD：当VSENSE>90%参考电压时，输出为高阻，否则输出为低电平，利用这点，可用于I/O口电压和内核电压的控制，设计出符合要求的上电次序；RT：频率设置电阻输入，选择不同的阻值连接，可设置不同的电源开关频率；SS/ENA：慢启动或输入输出使能控制；FSEL：频率选择；VBIAS：内部偏压调节，与AGND间应连接一个0.1~1 μF的陶瓷电容;VIN：外部电压输入;VSENSE：误差放大反馈输入,可直接连到输出电压端。
3 电路设计
在Protel中搭建原理图，如图2所示。
设计主要考虑了输入滤波、反馈回路、频率操作、输出滤波、延时启动等问题。
3.1 输入输出滤波
两电源芯片输入电压均为5 V，为有效虑除输入电源中的高频分量，输入端均接一个10 μF的旁路电容。同时，为减少输入纹波电压，各接入一个100 μF和180 μF的滤波电容。经过这样的组合滤波，可以得到一较为干净的输入电源。
在输出端，为了得到质量较好的输出波形，输出滤波网络由一个4.7 μH电感及一个470 μF和1 000 pF的电容组成。
3.2 反馈回路
TPS54312上为直接反馈，经过滤波输出后的电压直接连接到VSENSE上，TPS54616加上一个反馈电阻，作用其实是相同的，都是直接反馈。
3.3 开关频率设计
如果让RT脚空接，FSEL接地或接在VIN上，则开关频率为350 kHz或550 kHz。如果采用外接电阻进行开关频率选择，有计算阻值的公式为：R=500 kHz/选择的开关频率×100 kΩ。设计中选用开关频率700 MHz，计算得应接电阻阻值为71.5 kΩ。
3.4 延时启动
两芯片均有慢启动和输出输入使能控制功能。通过在脚SS/EN上连接不同容值的电容，可以获得不同的慢启动时间。尽管有专门的计算公式可以进行计算，但这里设计可以利用TI为专门电源设计推出的软件swift designer，可以为设计提供很大的方便。swift designer提供一系列的电源芯片支持设计，包括对TPS54312和TPS54616的支持。
在swift designer中设置参数，然后按“GO”，软件即能自动按照要求的参数选择电源芯片和搭建好电路。设参数为：输出电压1.2 V，输出电流3 A，输入最小电压4.8 V，最大5.2 V，慢启动时间3 ms，开关频率700 kHz。软件可以自动生成电路图，软件自动选择的电源芯片是TPS54312，同时电路已经连接好。
同样修改参数，输出电压3.3 V，输出电流6 A，输入最小电压4.8 V，最大5.2 V，慢启动时间6 ms，开关频率700 kHz。同样，这时软件自动生成5 V转3.3 V的电路图(略)。
在swift designer软件的帮助下，使设计变得灵活和简便。要获得正确的上电次序，设计中还应做一些调整。将TPS54312的PWRGD脚接至TPS54616的SS/ENA脚，如图2中原理图所示，同时接成上拉状态。这样，只有当TPS54312输出电压大于 1.2 V*90%时，脚PWRGD输出为低，从而使能TPS54616，产生3.3 V的电压输出，从而获得正确的上电次序要求。在TPS54312输出电压没有达到要求时，TPS54616被上拉，不能产生3.3 V输出。这样通过慢启动时间的设置和对使能端引脚的控制两重保险，可以完全确保正确的上电延时和上电次序。同时，我们可以根据不同芯片对上电延时和上电的次序进行灵活调整，满足上电要求。
4 仿真分析
swift designer软件还提供了初步的仿真分析，能直观地给出分析表，循环响应图，输入电压抖动的影响图，效率图和PCB布线图。下面是一系列相关仿真分析。
从仿真可以看出，设计所采用的电源转换具有较高的转换效率，同时由于输入抖动而带来的影响也在系统可接受范围之内，加上电容滤波后，输出电压纹波效果还会有所改进。由于软件没有对上电次序的先后给出直观仿真，但通过对两电源芯片慢启动时间的设置先后和使能端的控制，系统上电次序得到了较好保证。
5 结 语
供电模块设计对整个系统实现和系统良好运行意义重大，尤其对一些特殊供电要求的高性能器件而言更是如此。在电源模块的设计中，要综合考虑系统要求，设计灵活性，实现难易程度，成本、效率、封装等相应因素，从而做出全面的、折衷的考虑，以寻求最佳的设计方案。经过在雷达信号处理板上的实际应用，设计满足各项电压、电流和功耗要求，同时由于采用较好的上电次序设计，保证了ADSPTS101的内核先于IO上电，从而使整个系统稳定性和可靠性得到了较好保证。
参 考 文 献
［1］韩江涛,胡庆生,孙远.基于TPS54610的FPGA供电模块设计［J］.电子技术应用,2006,32(10):114-117.
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［3］童刚,裴昌幸.DSP的双电源解决方案［J］.电子工程师,2002(11):19-21.
［4］黄天戍,霍鹏.基于DSP+CPLD的新型智能监测系统设计与开发\[J\].微计算机信息,2006(8Z):182-184.
［5］Designing with the TPS54311 through TPS54316Synchronous Buck Regulators［P］..2007.
\[6\]Switchmode-Power Supplies Reference Manual and Design Guide［P］..1999.
作者简介
杨 进 男，1983年出生，硕士研究生。主要从事FPGA、DSP结合信号处理的应用开发工作。
邱兆坤 男，1977年出生，副教授，博士。主要从事雷达信号处理，时频信号分析。
开关电源的设计与仿真范文第7篇
>> 开关电源模块并联供电系统设计 开关电源并联均流系统 一种用于单片机开关电源的节能控制系统设计 基于PWM控制的开关电源系统仿真研究 开关电源模块并联供电系统的设计 浅谈开关电源模块并联供电系统的设计 一种开关电源模块并联供电系统的设计 基于并联双电源按比例对负载供电控制系统的设计 开关电源设计 高频开关电源双闭环反馈并联系统 基于MSP430单片机的开关电源模块并联供电系统 基于CANopen协议的三相逆变器并联控制系统设计 基于PWM控制的开关电源技术研究 基于PIExpert的反激式开关电源设计 基于小型高效直流开关电源的设计 基于UC3875的开关电源设计 基于ARM的智能数字开关电源设计 基于TOPswitch的反激式开关电源设计 开关电源并联系统自动均流技术的相关分析 基于集中控制的模块化开关电源系统的研究 常见问题解答 当前所在位置：
关键词：开关多电源；移相式变化器；逆变电路
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.9.007
*基金项目：陕西省自然科学基金资助项目（2011K09-16）
引言
传统的线性稳压电源[1-3]具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管的功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。
方案设计
本设计基本要求：实时监控电源的输出电压和输出电流。通过 RS485通信接口与上位机监控系统通信，上位机可实时监控电源的工作状态和各种参数。具有输出过压、过流以及过热等多种检测和保护电路，带有告警指示灯可以在线设置和修正电源的参数和运行状态。具有自动均流功能，可以实现系统的任意扩展，满足现场实际需要。指标要求采用大功率电源设计，输出电源0～100伏，输出电流10A采用4组并联，最大输出电流40A各组电流不平衡误差小于5%。
输入回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电，然后通过电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。功率开关桥将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压，通过高频变压器传送到输出侧。最后，由输出回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流，主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。
在本系统中采用四路电源并联，由于每个模块的结构相同，故在下面框图中，只画出来了一个模块。其余三个模块跟下图中的模块并联，并同时受监控电路控制。在本设计中，UC3825作为控制电路的核心，产生PWM波以控制主电路的电压输出。UC3907芯片作为均流控制系统的核心，用于保障四个模块的输出电流保持在稳定状态，使系统处于最佳的状态。我们采用STC80S52单片机作为监控电路的核心，单片机的任务是采集每一个模块的输入电压和输出电压、电流，并将其数据通过通信接口电路上传给上位机，相反，上位机同样可以通过此电路设置系统的输出参数。系统一个模块的示意图如图1所示。
均流控制系统设计
大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联，以满足负载功率的要求，并联系统中，每个变换器只处理较小的功率，降低了应力，提高了系统的可靠性。由于大功率负载需求和分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流措施，它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限（限流）状态。在本设计中，采用基于最大值电流自动均流法的集成芯片UC3907作为均流控制系统的核心。
电路工作过程如下：UC3907的调节放大器将模块自身的电流和均流母线的电流相比较，当模块自身的电流小于均流母线的电流，即它为从模块时，调节器使基准电压升高100mV，使输出电压增大，对应的输出电流增大。当模块自身的电流和均流母线的电流差不别不大时，该模块有可能是主模块。但是下一次，该模块又可能是从模块，如此循环往复。在本设计中输出电流最大值为10A，采用电阻来检测电流。根据芯片资料，UC3907内部电流放大器的输出最高电压可达5V。为此，我取4V。根据测算，此时需要送给UC3907检测的电压为0.2V。UC3907内部的驱动放大器将电压放大器输出电压转换成电流信号送给光耦电路。根据所选择的光耦电路参数，光耦电路原方电流应小于1 mA。根据芯片资料和调试经验，可以得到相关参数。R1=330kΩ，R2=2kΩ，R3=10kΩ，R4=7kΩ，R5=10kΩ，R6=5kΩ，R7=10kΩ，C1=C2=0.22μF。
所以加在输出整流二极管上最高的反压为705.7V。输出整流二极管流出的电流即为流过输出滤波电感的电流，所以其有效值为11.51A。所以根据以上分析，同时考虑一定的裕量，选取RURU3O12O作为输出二极管。该二极管的耐压为120V，额定电流为30A。控制和保护单元电路的设计采用PWM（脉冲宽度调制）作为控制方式。在本系统中我们选用的PWM集成控制器为UC3825。UC3825适用于电压型或电流型开关电源电路，实际开关频率可达到1MHz，输出脉冲的最大传输延迟时间为50ns，具有两路大电流推拉式输出，具有软启动控制功能，并具有良好的保护功能。并采用IR2110作为驱动芯片。过流保护我们采用了三重保护：一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管，在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏；二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管，以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件；三是系统的最主要的过流保护部分，通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的。在本设计中，监控单元采用STC80S52单片机作为控制核心。系统主监控模块作为一个独立的模块，可以监控整个电源系统各单元的运行状况，具有对系统的运行参数进行采集、显示及设置的功能。监控单元还能不断接受上位机的送来的命令，并根据命令对电源系统进行操作或者将电源系统的运行参数反送给上位机，完成远程控制。
系统主控制程序设计
系统主控制程序流程图如图4所示。
系统实际测试
（1）稳压测试
测试条件：Uin=15V，负载由1kΩ减少到2Ω（表1）。
（2）均流测试 （表2）。
参考文献：
[1] 康华光. 电子技术基础数字部分[M]北京：高等教育出版社.2006.1
开关电源的设计与仿真范文第8篇
关键词： 振动盘控制器； 准谐振电源； 自适应控制； 模糊PID
中图分类号： TN61?34； TP273+.2 ； ； ； ； ； ；文献标识码： A ； ； ； ； ； ； ； ； ； ； ； ；文章编号： 1004?373X（2014）23?0129?03
Design of adaptive controller for piezoelectric vibration bowl
DAI Shi?yu， ZHANG Xun
（School of Electronic &； Information， Hangzhou Dianzi University， Hangzhou 310018， China）
Abstract： Vibration feeder is commonly used in industrial automation control， and piezoelectric vibration bowl is the highest efficiency and stability feeder， but there is an inefficiency problem caused by resonance point changes during its use. To solve that problem， an adaptive controller for piezoelectric vibration bowl is designed， which can continuously adjust the frequency and amplitude of the piezoelectric vibration bowl. The fuzzy PID control makes amplitude of vibration bowl stable and the adaptive algorithm keep vibration bowl working in the best frequency. A quasi?resonant switching power supply is adopted in the controller to eliminate the effects of voltage fluctuations on the system. Design results show that the controller has a steady work performance， high efficiency and small drive noise.
Keywords： controller for vibration bowl； quasi?resonant power； adaptive control； fuzzy PID
0 ；引 ；言
工业控制自动化技术作为20世纪现代制造领域中最重要的技术之一，主要解决生产效率与一致性问题。我国工业控制自动化的发展道路，大多是在引进成套设备的同时进行消化吸收，再进行二次开发和应用[1]。振动给料机是工业控制自动化过程中广泛应用的给料设备。常用的振动给料机包括电磁式振动给料机和压电式振动给料机，电磁式通常用于大功率选料，对控制精度要求不高，而压电式则用于精准选料，通常应用于轻工、电子产品的自动加工装配上，在医药、食品的自动输送包装上也有广泛应用。
压电振动盘由振动盘和控制器两部分组成。振动盘属于机械部分，目前在国内生产及组装已较为普遍[2]。控制器是软件控制部分，通过控制振动盘的振动频率以及幅度，能够实现将产品有序地排列在传送带上。近几年随着劳动力成本的不断提高，机器替代人力选料给料已成趋势。目前我国的压电振动盘控制器主要依靠进口，存在成本高且维修困难等问题。国产的控制器处于起步状态，共振点调节困难、性能不够稳定且性价比较低[3]，因而研究并设计振动盘控制器具有重要的现实意义。
1 ；系统概述
设计压电振动盘的自适应控制器，该控制器能够驱动市面上多数中小型压电振动盘。该控制器主要由主控及显示、电源和反馈三部分组成，硬件实物包括控制板、显示板和功率板。整体系统框架如图1所示。
控制器主控芯片采用Microchip公司dsPIC系列的16位单片机，该芯片具有较强的抗干扰能力，保证控制器工作的稳定性。其内部集成DSP核，具备高速运算能力，最高40 MIPS的处理速度可以使信号得到更快的响应。内部还集成了高速A/D转换器用于处理反馈信号；最高分辨率为1.04 ns的高速SPWM模块用于实现驱动电源的正弦逆变。
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图1 控制器系统框图
显示部分采用了四位一体的共阳数码管，显示板上的按键可以用来切换模式、设置输出频率和幅度。电源部分由电网220 V交流电经保护电路再经桥堆整流为高压直流电源，然后使用准谐振开关电源技术将其变为25 V直流电源，该直流电源经由两路采用SPWM驱动的MOS管正弦逆变为振动盘的驱动电源。反馈的电压和电流信号，需要经过峰值检波电路后才能由单片机的A/D模块转换。控制器获得反馈信号后，在模糊PID算法控制下，作出相应调节，稳定振动盘的振动幅度。
2 ；系统设计与实现
2.1 ；准谐振开关电源
控制器的电源性能是影响系统工作稳定性的主要因素之一。控制器采用体积小、效率高的开关电源，但随着开关电源频率的提高，需要尽量减少开关损耗。准谐振电路使开关上的电压或通过开关的电流变化类似正弦波，在减少开关损耗的同时也可抑制浪涌的发生。由于振动盘的功率较小，一般在40 W以下，故采用电路简单、成本低的反激拓扑电路[4]。准谐振开关电源的具体电路如图2所示。
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图2 准谐振开关电源电路
在该电路中采用TOPSwitch?JX产品系列的TOP265，一款用于高效率电源设计的集成离线式开关IC。使用该芯片不仅可以降低EMI，并且自带过流、过载、短路和过压保护，简化了电路的结构。输出除了最大可达40 W用来逆变的25 V直流电源外，还包括提供推挽三极管工作的12 V电源以及控制板工作所需的5 V电源。
2.2 ；峰值检波
振动盘的驱动电源采用正弦波，方波也可工作但噪声较大，故舍弃。正弦波驱动导致反馈的电压和电流信号也呈正弦变化。为了使A/D模块能够快速获取振动幅值，反馈的信号需要经过峰值检波电路。
峰值检波电路是由二极管电路与电压跟随器组成。其原理如下：当输入电压为正时，检波二极管导通，对电容充电；当输入电压为负时二极管截止，电容放电[5]。选择适当的电容和电阻，使电容充电速度大于放电速度，这样电容两端的电压就可以保持在最大输入电压处，从而实现峰值检波；为匹配前级开关电路和后级输出的阻抗，增加电压跟随器。
2.3 ；SPWM逆变
采样控制理论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM以此为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，控制逆变电路中开关器件的通断，使其负载电压呈现正弦波[6]。设计中实际逆变电路采用两路SPWM经光耦、推挽三极管驱动MOS管逆变，由于振动盘为惯性负载，输出经电容滤波后，可以得到类正弦波。
SPWM的调制方式有单极性和双极性两种。双极性，是指SPWM信号同时包含正弦信号正半周和负半周的信息，而单极性只包含正弦信号正半周或负半周的信息。单极性的控制方式相比双极性损耗要低，但该控制方式存在过零振荡，对输出正弦波形影响较大，故在设计中采用双极性调制。
SPWM的实现方式较多，比较常用的是规则采样法，它利用三角波载波周期中点与调制正弦波的交点所作的水平线与三角波的交点来确定脉冲的宽度，如图3所示。图4为自然采样法，它利用正弦波与三角波的交点确定脉冲宽度，该方法可得到比规则采样法谐波更少的类正谐波，但计算量较大。当载波频率远大于调制波频率时，两种方法所确定的脉宽基本一致，故采用规则采样法，便于单片机快速处理。
2.4 ；模糊PID控制
模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能控制[7]。控制系统的核心为模糊控制器，最简单的实现方法是将模糊控制规则离线转化为控制表，存储在单片机中供在线控制时查询使用。在振动盘控制器中，对驱动电源幅值的控制采用模糊PID控制。
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图3 规则采样法
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图4 自然采样法
实际控制中需将PID控制器进行离散化处理，得到形式如下：
[u（k）=u（k-1）+kp（e（k）-e（k-1））+kie（k）+kd（e（k）-2e（k-1）+e（k-2））] ；（1）
式中：比例系数[kp]加速系统的响应速度，提高系统的调节精度；积分系数[ki]消除系统稳态误差；微分系数[kd]改善系统的动态特性[8]。振动盘控制器以误差[e]和误差变化[ec]作为输入，利用相应的模糊控制规则表分别对PID的三个参数进行在线自整定，其结构如图5所示。
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图5 自适应模糊控制器结构图
实现过程如下：先将长期积累的控制经验转换为模糊控制规则表，存储在单片机中。再将系统误差[e]和误差变化[ec]的变化范围定义为模糊集上的论域。
[e，][ec=]{-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5}
其模糊子集为[e，][ec=]{NB，NM，NS，O，PS，PM，PB}。设[e，ec]和[kp，][ki，][kd]均服从正态分布，可根据模糊控制规则表[9]，查出修正参数代入下式计算：
[kp=k′p+{ei，eci}pki=k′i+{ei，eci}ikd=k′d+{ei，eci}d] ；（2）
新参数值重新代入PID控制器，完成对PID参数的在线自校正，实现对振动盘振幅的自适应控制。
2.5 ；软件设计
控制器软件设计包括模糊PID控制算法实现、SPWM脉宽时间计算、A/D采样、E2PROM数据读写等。
模糊PID控制，确立离散的控制方程，设定初值后，根据反馈采样值查找模糊矩阵表，调整系数值再代回控制方程直至输出幅值稳定。SPWM的软件实现难点在计算上，由于该计算的运行次数非常多，运行时长直接影响控制器性能，故软件乘除运算需靠移位以及与或实现。具体软件流程如图6所示。
<；E：＼2014年23期＼2014年23期＼Image＼32t6.tif>；
图6 软件流程图
3 ；设计结果与分析
3.1 ；设计实物及实现参数
设计及组装完成的控制器实物如图7所示，图8为控制器驱动振动盘时的电压波形，示波器探头10倍衰减，波形类似正弦波。
<；E：＼2014年23期＼2014年23期＼Image＼32t7.tif>； <；E：＼2014年23期＼2014年23期＼Image＼32t8.tif>；
； ；图7 控制器实物图 ； 图8 控制器驱动时电压波形
控制器的实际参数为：输入：AC 220×（1±0.02） V，50/60 Hz；输出：0～300 V可调，步进0.1 V；频率：50～400 Hz可调，步进0.1 Hz。
3.2 ；拟改进方面
（1） 压电振动盘正在向大型化方向发展，控制器驱动的最大功率有待提高。
（2） 提高控制器驱动效率和稳定性，降低工作噪声，使之更加环保和人性化。
4 ；结 ；论
工业的发展对给料机的成本和稳定性要求愈来愈高，从而促使振动盘给料机的发展提高到了一个新阶段。从目前国内市场的发展前景来看，国内市场对振动盘给料机的需求量会越来越大，研究和设计振动盘控制器，促进国产振动机发展，提升自主研发能力逐步替代进口，需要社会各界共同努力。
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