电源电路设计
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电源电路设计范文第1篇
关键词：三端离线PWM开关；正激变换器；高频变压器设计
引言
TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。
TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。
1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题
TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。
图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为
VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）
大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。
2TOPSwitch在单端正激变换器中的应用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。
2.1电路结构及工作原理
本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。
若NS与NP是紧耦合，则，即
VNP=1/2VNS=1/2E（2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V（3）
2.2最大工作占空比分析
按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）
式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；
VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3（5）
为保险，取Dmax≤30％
2.3去磁绕组电流分析
改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）
式中：Lm为初级绕组励磁电感。
当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)
式中：lc为磁路长度；
Ipm为初级电流的峰值。
根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为
下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有
Im1NP1=Im2NP2（10）
式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；
NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；
设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有
Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；
Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。
由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)
当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为
Ism1=Im1=Im（13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）
将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为
Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。
3高频变压器设计
由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。
3.1磁芯的选择
按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。
3.2工作磁感应强度ΔB的选择
ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3初级绕组匝数NP的选取
选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则
取NP=53匝。
3.4去磁绕组匝数NS的选取
取NS=2NP=106匝。
3.5次级匝数NT的选取
输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6偏置绕组匝数NB的选取
取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7TOPSwitch电流额定值ICN的选取
平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。
4实验指标及主要波形
输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。
图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压E波形，由图可知VDS=1.5E；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。
电源电路设计范文第2篇
1.1欠压锁定电路与过电流保护电路
欠压锁定（UVLO）是指当输入电源电压低于欠压锁定电路的预设值时，电源芯片不工作，以保证芯片安全并降低不必要的功耗。LT3748通过连接在VIN和EN/UVLO引脚之间的分压电阻R1与R2设定芯片工作的阈值电压。当芯片EN/UVLO引脚上的电压达到1.223V时，LT3748芯片内部所有电路都将启动。过电流保护电路是指在电源过载或输出短路时保护电源装置，防止负载损坏。此芯片通过SENSE引脚端的电阻R5来设定过电流，SENSE引脚的电压VS需要在0.1V以下。
1.2开关变压器设定
单端反激式开关稳压电源在设计开关变压器参数时的计算极为关键，设计中应尽量使开关管导通期间变压器所储存能量等于功率开关管关闭期间变压器所释放的能量，提高开关变压器的利用率，从而提高电路的转化效率。开关变压器的设定主要取决于初级线圈电感量和线圈的饱和电流两方面。开关变压器初级绕组的电感值须大于临界电感值（即当功率开关管截止期结束时，功率开关变压器中存储的能量正好释放完毕时开关变压器初级绕组所对应的电感值）。此外，开关变压器还应满足其线圈中的电流不能超过线圈自身饱和电流，因为一旦造成线圈中电流饱和，能量将不能存储在变压器的铁芯中，进而传输到次级端，而会被消耗在铁芯中。本设计中开关变压器选取为VP-0047-R，它具有体积小、自身电阻低、低噪声和紧耦合性等优点。VP-0047-R有六个独立绕组，每个绕组的电感量和饱和电流分别为3.8μH和2.81A，并可以根据需求的不同而连接成初次级线圈比不同的变压器。设计中将此变压器设置为初、次级线圈比为4∶1。其中初级线圈为四个绕组的串联形式，则初级线圈的电感量是60.8μH。次级线圈为两个绕组的并联形式，这种连接可增大绕组的饱和电流，避免次级线圈在输出电流较大时饱和。
1.3功率开关管及钳位电路设计
开关管的选取主要由漏源之间的耐压值以及最大漏极电流决定。由于在开关管关断的瞬间，变压器产生的漏感将生成尖峰脉冲电压，并且在初级线圈上也会有感应电压生成，这些都会叠加在直流输入电压VIN上。而在开关管导通时，功率开关变压器初级绕组的充电电流将产生尖峰电流，所以功率开关管的漏极电流应大于该尖峰电流。设计中Q1选择Si7464DP。为了减少漏感对电路产生的影响，并吸收已经由漏感产生的尖峰电压，在开关管的漏极设计了钳位保护电路。通常钳位电路的形式有DZ、RCD以及RC等，考虑到电路的简单和小型化，本设计采用RC钳位电路，取值为66Ω和150pF。在Q1截止的瞬间，储存在漏感中的能量通过电容C6后，就被电阻R8消耗掉了。钳位电路的设计非常必要，尤其在输出电流较大的情况下，可通过钳位电路将漏感吸收，从而保证输出电压的稳定。
2测试结果与分析
由于输入电压为-48V，所以测试中将稳压电源的正端接在PCB电路板的地端，稳压电源的负端接到PCB上的电源输入端，此时在PCB的电源和地之间就能得到负的电压。测试前应注意以下两点：首先由于开关电源在供电初始会产生较大的浪涌电流，所以在测试时对稳压电源限流值的设定要比实际输出电流值稍大一些。其次单端隔离反激式开关电源测试时不能空载。从测试结果可以看出，此电源电路不仅实现了电源从负到正的极性变换，并且电路最大输出电流为3.245A，输出电压接近8V，证明本电路设计已经达到了最初要求输出8V/2A电源的目的。将电源的电压输出端接4Ω、50W的固定负载电阻，输入端接到可调稳压电源输出端。调整输入稳压电源在36V~54V之间变化时，测量输出端电压。根据电压调整率的公式，可计算出电路的电压调整率为0.7%。当输入电压变为20V时，输出电压有0.06V的变化，可看出输出电压波动不大。
3结论
电源电路设计范文第3篇
关键词： 硬件描述语言； 脉宽调制； 电子设计自动化； 逻辑功能设计
中图分类号： TN964⁃34 文献标识码： A文章编号： 1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03
Design of aero power supply invert⁃controlling circuit based on EDA technology
WU Guo⁃qiang1， JIANG Chao2， LIU Qing⁃quan1， LIU Yan2， 3
（1. Unit 94816 of PLA， Fuzhou 350002， China； 2. Air Force Service College， Xuzhou 221000， China； 3. Unit 92919 of PLA， Ningbo 315000， China）
Abstract： To adapt to the new need and the quick development rhythm of the aero power quality， a modulation scheme of aero inverting circuit was designed by means of the advanced modern EDA technique and pulse⁃width modulation technique. The area⁃equivalent sine wave pulse width modulation （SPWM） was adopted to set up control mathematics model. The logic function needed in circuit design was realized with number operation， digital conversion and hardware description Language VHDL. PLDs are taken as the hardwares of the modulation control circuit. With the MAX+plus Ⅱ software， the simulation and hardware testing experiment were completed on the EDA test developing system （GW⁃GK system）， the three⁃phase SPWM waveform pulse series was acquired， the digitaliztion control was realized， the wave harmonic component was decreased and the almost ideal sine wave was obtained. The method simplified the structure and scale of the control circuit， and increased the control accuracy and credibility of the system.
Keywords： hardware description language； pulse width modulation； electronic design automation； logic function design
当前航空电源型号各异，种类庞杂，应该说综合性能还不够高。特别是随着航空器的不断发展，其对电源保障需求面临诸多新挑战。因此，研制先进电源保障设备，提高其通用性、综合性，可为现有各类航空器提供通用配套保障，不但能够适应航空器换代的需要，提高其实用性，而且可以压缩保障装备设备的数量和规模。研究事例为航空逆变电源，其特性是负载三相平衡的前提下，能够保证三相电压的幅值、相位始终处于平衡。构成的组合式三相全桥逆变电路见图1。本文引入了技术现代电子设计自动化技术（EDA），综合运用非常超高速集成电路硬件描述语言设计语言（VHDL）和可编程逻辑电路（PLD）元器件进行控制逻辑的设计与实现，对组合式三相逆变电路进行状态控制，获得要求的输出电压及波形[1⁃3]。
1正弦脉宽调制方案的设计与计算
脉宽调制（Pulse⁃width Modulation，PWM）是在固定频率下，设计一定规律的脉宽系列，控制逆变器的开关器件的导通及截止状态，在输出端获取所需航空电源，满足设计的品质要求。
1.1等效面积法的数学模型
采纳等效面积正弦波脉宽调制（SPWM）生成法，具有输出波形谐波量小，波形接近正弦波形而且算法简单等优势特点[4⁃5]。
先把理想正弦波划分为若干等份，如图2所示，某一等份的弧线与时间轴形成的面积等同于某矩形脉宽，前提是矩形脉宽中点与弧线投影的中心点在时间轴上重合，且两者面积相等，划分的等份数量越大，整个矩形脉冲系列就越近似于设计所需的理想正弦波形，其中，矩形脉宽就是用于控制逆变器上元器件的导通、截止状态[6]。
图1组合式逆变电路示意图
如第k个脉冲，其的正弦波形弧线垂直向下与时间轴形成的面积为SAk，与其等效的脉冲矩形面积为SRk，易得到公式：
[SAk=MUsα1kα4ksinθdθ=MUscosα1k-cosα4k =SRk=Usα2k-α3k]
式中：调制参数为M；理想正弦波被划分为N等份。
每等份的时间宽度为θk，每等份的时间轴中点为αmk，等效面积的矩形宽度（相当于导通时间）为θpk，等效面积的矩形前后两端剩余时间（相当于截止时间）宽度为θnk，计算公式分别是：
[θk=α4k-α1k=2πN,αmk=2πNk-1+2π2N=πN2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]
1.2设计计算及数据生成
设定一定数值后，通过上述等式和公式，利用数学工具Matlab软件进行数值计算，生成表1和脉冲数据。
图2 等效面积算法SPWM生成模型
2软、硬件的设计与实现
2.1软件设计与实现
控制电路的硬件采用PLD元器件，并基于VHDL语言进行设计达成所需的逻辑功能，做到数字化控制。
整个系统主要由开关模块M_ONOFF、可控时钟分频器M_CLOCK、反馈调制模块M_MANDP、脉冲宽度数值存储器A、B、C：PW_ROM和脉冲发生器M_PWM等模块按一定逻辑对接而成，如图3所示形成了逆变控制逻辑电路的顶层设计文件M_TOP_SPWM，可实现等效面积正弦波脉宽调制法设计所需的脉冲波形系列，用来控制开关器件IGBT的导通和截止状态。
2.2逻辑电路的硬件编译与实现
逆变控制电路的顶层设计文件用VHDL语言编程描述成逻辑电路后，采用Max+PlusⅡ（Multiple Array MatriX Programmable Logic User SystemⅡ）为本实验的EDA设计软件，并在EDA实验开发系统（GW⁃GK系统）上完成仿真和硬件测试实验。首先选用ALTERA公司的EP1K50TC144⁃3芯片，然后如图4，图5所示对此芯片管脚进行输入输出定义、编译，通过ByteBlasterMV并行下载，打印机接口与目标板相连，完成芯片逻辑功能配置，最终在硬件上实现了控制系统电路逻辑功能。
3仿真结论与开发前景
顶层设计文件编译后进行实验仿真，结果如图6所示，其中脉冲系统S_A12、S_A34是单相全桥逆变器A的控制信号，S_B12、S_B34是单相全桥逆变器B的控制信号，S_C12、S_C34是单相全桥逆变器C的控制信号，显而易见三个单相全桥逆变器控制脉冲信号S_A、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精确，完全满足实验设计所需的品质要求。
[图4 芯片引脚的锁定分配][图5 连接下载]
采用VHDL硬件描述语言对硬件的功能进行编程，在实验室就能设计获得所需的控制逻辑电路，特点明显，具有传统实验方法根本无法实现的静态可重复编程和动态在系统重构的优势，这大大提升了航空电源控制系统设计的灵活性，实现了硬件的“软件化”。用可编程逻辑器件PLD芯片不但压缩了设计实验周期，减少误差，提高设计系统的精确度（如图6所示，可控制到3 ms以下），而且可以高度缩小控制系统的硬件规模，提高了集成度[1，3]，降低了开发成本，有利于当前航空事业突飞猛进对电源的多样化需求开发，前景广阔。
图6实验功能仿真效果图
参考文献
[1] 王彩凤，胡波，李卫兵，等.EDA技术在数字电子技术实验中的应用[J].实验科学与技术，2011（1）：8⁃10.
[2] 陆桢，纪志成，沈艳霞.96单片机生成SPWM的软硬件策略[J]. 无锡轻工大学学报，2000，19（3）：287⁃291.
[3] 潘松，黄继业.EDA实用教程[M].北京：科学出版社，2002.
[4] 侯伯亨，顾新.VHDL硬件描述语言与数字逻辑电路设计（修订版）[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.
电源电路设计范文第4篇
关键词：可靠性仿真技术；课改要求；任务驱动；电路设计
1基于可靠性仿真技术的电路设计需求分析
基于可靠性仿真技术的电路设计主要是以虚拟仪器设备替代现实电子元器件，从而为电子电路的实践教学提供有效支撑，从而更好了践行“理实一体化”的教学理念，促进学生实践技能的提升，促使课程回归教学的本质。1.1实践性教学开展的内在需求。基于可靠性仿真技术的电路设计，学生可以参与拟订设计方案、仿真模拟等环节，从电路的设计方案、仿真模拟等环节，能够将晦涩难懂的理论知识与实践知识相结合，帮助学生提升实践技能。1.2实现层次化和差异化教学的必然选择。关涉电路设计的技术型教学内容涉及的元器件较为繁杂，且不同元器件性能、参数、封装形式、价格、功耗等存在较大区别，在教学过程中需要反复的实验、测试，这增加了设备投资成本，而且因为学生个性化差异，学习、接受能力各不相同，加之电子元器件复杂程度的不同，应该据此分层次设定目标，以贴近生活、学生所喜爱的教学内容，以“任务驱动”的形式引导学生进入知识和技能的学习，但这势必增加电子元器件的投入，而仿真模拟电路的设计可以利用仿真软件呈现电子电路的操作面板和功能，并通过交互式操作完成相应测试任务，不仅满足了教学需求，而且控制了教学成本。
2基于可靠性仿真技术的电路设计方案
2.1电路设计的整体流程。可靠性仿真技术可以检验电路存在的故障并发现设计的薄弱环节，从而有针对性的进行改进，为了遵循由简入繁的原则，以有效调动学生学习热情和积极性，本文以典型电路电源模块设计为例，设计过程中首先应该进行可靠性仿真实验，其具体的流程如图1所示。2.2电路设计的具体步骤。2.2.1设计信息采集。为了实现电源电路的优化设计，应详细搜集其应用环境和使用方法等信息，具体包含所采用的元器件、原材料特性2.2.2数字样机建模。电路设计中数字样机建模须采用专业软件实现，但因为学生学习、接受能力存在差异，应该目标层次，将设计过程进行分解，并以“任务驱动”的形式，将不同设计知识分配到各个任务之中，让学生通过分步设计完成理论知识的实践应用，由此才能确保电路设计学习的效果，通常存在热设计信息和振动设计信息两类建模方式，具体的建模步骤为：首先根据将所获取的电路信息进行简化，完成CAD数字样机模型的构建，并依据热设计信息建立CFD数字样机模型，而后依据振动设计信息建立FEA数字样机模型。其次，为确保CFD数字样机与物理样机的一致性，须对其进行修正与验证，利用对电源模块工作状态热测量的方式，获取其关键元器件点温度测试数据，并根据所得结果修正电源模块CFD数字样机的边界条件、期间参数，由此实现对CFD数字样机的修正。再次，同理，也须采用相同的方法对FED数字样机进行修正，且测试过程中，应该在约束条件下对电源模块重点部位，关键元器件进行模态分析，并依据结果完成修正。2.2.3应力分析。温度应力分析选用MentorGraphics公司的FloTherMV90分析计算电源模块CFD数字样机模型，经过分析可知，电源模块设计中如元器件排布不合理，则会导致电路设计存在热分布过度集中的缺陷。分析中，平台环境温度70℃设定为第一参考温度条件，电源模块表层军温度72℃设为第二参考温度条件，经过分析，为电源模块所在分级提供5V工作电源的功率器区域，是热分布较集中的部位，需要修正电路设计方案。而对于振动应力分析，则选用ANSYS公司的ANSYSWorkbench12.1分析计算电源模块FEA数字样机模型，分析结果显示，电源模块中元器件数量和重量排布、安装方式设计不合理，使得电源模块产生局部共振的设计问题，应该据此进行及时修正，以优化电路设计。
3结束语
本文将可靠性仿真技术引入电路设计之中，将电路细化分类，并根据学生个体差异由简入繁、逐步引导，实现了教学目标的分层实现，也将培养学生的实践技能真正落实到实处。
作者:宋月丽 刘立军 单位:辽宁机电职业技术学院
参考文献
[1]王朝新,任斌,陈洁,董绪.基于虚拟实验平台的模拟电子技术课程设计开发与仿真[J].电子设计工程,2012,14:44-47.
电源电路设计范文第5篇
1什么是高速数字电路
高速数字电路就是一种根据高速变化的信号，在电路中所产生的包含比如：电感、电容等模拟性质效果的电路。它主要是由分布参数系统与集中参数系统两个系统构成。分布参数系统可被使用高速数字电路设计过程中，分布在熟悉度更靠近该系统对信号时间和其存在的位置对应的特性有关键性作用，因此对信号特性产生影响的关键因素是元器件间的信号长度，此外线路中的信号传输过程也会产生相应的延迟。而集中参数系统在高速数字电路技术中并不适合高速数字电路，而被普遍使用于低速数字电路设计（胡文涛，计算机高速数字电路设计技术点滴谈，数字技术与应用,2015年第12期235页）。
2影响计算机高速数字电路设计技术的问题分析
对电子设计领域来讲，计算机高速数字电路设计技术的发展与研究是其重要突破，也对计算机电子技术的进一步发展优化有重要促进作用。但是，在当前阶段的计算机高速数字电路设计技术发展过程中，仍旧存在很多影响严重的问题，下面重点讨论三个方面的问题（黄一曦，计算机高速数字电路设计技术探讨，山东工业技术,2016年第12期154页）。
2.1阻抗不匹配的问题
信号传输线上抗阻是其关键因素，但是在当前阶段计算机高速数字电路设计技术使用过程中，时常出现信号传输位置上的抗阻部匹配的问题，抗阻不匹配会导致反射噪声的产生，反射噪声会对信号的形成产生一定的破坏，导致信号的完整性受到严重影响。
2.2电源平面间电阻和电感的影响
从实际情况出发，根据当前先进的电子技术设计出来计算机高速电路设计技术，并且该技术在很多领域被充分使用。在当前阶段的计算机高速数字电路设计中，来自电源平面间电阻与电感的影响，会让传输过程中产生大量电路输出同时动作的问题，从而让整个电路出现很大的瞬态电流，这一电流会对极端集高速数字电路地线和电源线上的电压造成严重的影响，还可能会造成波动的情况（王威，计算机高速数字电路设计技术及优化策略，通讯世界,2016年第20期244-245页）。
2.3信号线间距离的影响
在计算器高速数字电路设计技术中，信号线间距离的影响普遍存在。通常来讲，信号线间的距离会跟着印刷版电路密集度的增大而产生相应变化，该变化会越来越小，并且在这个变化过程中也会致使信号与信号间的电磁耦合逐渐变大。因此就不能再对其忽略处理，信号间还会产生串扰现象，而且该问题还会随着时间的变化而逐渐加重。以上几个关键问题如果不得到及时解决，则计算机高速数字电路设计技术无法在当前多个领域中得到进一步充分使用，严重阻碍我国电子科技行业的创新与发展（贾萍，探析计算机高速数字电路设计技术，智能城市,2016,年第10期44页）。
3优化计算机高速数字电路技术的有效措施
3.1优化电路信号设计，确保电路信号的完整性
为全面提高计算机高速数字电视信号的完整性、准确性与可靠性，在对整个计算机高速数字电路的布局时就要重视其合理性。就当前的实际使用情况来看，计算机高速数字电路设计技术中，抗阻不匹配问题一直无法得到有效的解决，这严重影响了电路信号的完整性，为了使得抗阻不匹配这一问题得到有效解决，可以从以下几个方面来研究解决：第一，仔细研究不同电路信号在传输过程中的具体情况，并对其中的干扰问题和反射情况进行具体研究；第二，传输过程中，对不同信号源传输时的电路信号产生的干扰情况做具体分析。抗阻不匹配问题会让计算机高速数字电路运行时的电路信号传输效果产生严重影响，不管抗阻值偏大还是偏小，其影响的程度都非常严重，会给电路信号得传播产生一定的干扰，还会阻止电路正常合理运行，使得计算机高速数字电路传输信号的完整性产生偏差。为了有效解决抗阻不匹配问题，还需对计算机高速数字电路设计技术进行深层次研究，并根据其设计理论找到高速数字电路设计中临街阻抗与电路的匹配原因，从而优化抗阻配置方式，让其始终保持过阻抗状态，如此一来就能确保电路在运行过程中，不会由于阻抗不匹配问题而导致整个电路信号传输的完整性受到严重影响。该问题的解决，使得系统的可靠性能有效提高（潘元忠，高速数字电路设计技术的应用研究，数字技术与应用,2017年第12期162-163和165页）。
3.2优化电路电源设计，减少电源系统阻抗
根据电路设计理论研究发现，若电路系统中不存在任何阻抗因素，那么电路设计的运行状态将会呈现理想模式，由于在整个信号回路中没有任何抗阻的影响，也会使得整个运行状态的能量消耗大幅减少，而且系统内的所有元件所流经的电压与电流都能维持恒定状态。计算机高速数字电路的构成元件当中，电源是其构成元件的重要组成部分。从上面的内容可以得知，电源平面范围内存在电感和电阻，那么在运行过程中，整个电脑的电源部分都会由于电压的问题而使得电源电压出现波动状态，该情况会使得计算机高速数字电路的运行可靠性严重下降，也会让电源电压的稳定性出现问题。所以，为了提高整个系统在运行过程中的可靠性与稳定性，在设计电路系统的过程时，就应该将电源电阻和电感的因素考虑在内，从一开始就减少由于电源内部的电感和电阻给整个系统运行所带来的不良影响，利用有效措施减少抗阻。从目前使用于计算机高速数字电路的电源材质来看，多数使用的是铜质材料，而根据计算机高速电路的具体情况来看，铜质材料的电源无法满足其具体需求（孙丽华，高速数字电路设计技术的应用，电子技术与软件工程,2018年第16期90页）。所以才会导致整个运行过程中系统的正常运行无法得到保障，使得电路系统的稳定性与可靠性受到严重影响。在考虑以上因素对系统的正常运行影响程度后，可以考虑把电容技术使用的电路中，电容技术的加入会让电源面电感和电阻对系统运行的影响程度大幅降低，从而也会让整个计算机高速数字电路系统的运行安全性与完整性得到保障（杨瑞萍,孙海波，计算机高速数字电路设计技术探讨，电子技术与软件工程,2015年第5期137页；杨涛,李成文,陈国,范超，机载计算机高速数字电路系统的硬件抗干扰设计，大众科技,2015年第6期1-4页）。
结语：
电源电路设计范文第6篇
关键词：直流稳压电源；电路设计；工作原理
1 电路设计背景和目的
通过多年的教学经验和对中职院校的学生进行的调研情况来看，中职院校的学生普遍文化基础薄弱，对文化课、理论课不感兴趣，但是大部分中职学生对实训课程感兴趣，喜欢动手操作，能够尝试动手去做一些实验，有的甚至能独立完成一些电子产品的安装与调试。例如，简单的门铃电路，流水灯电路等。因此，针对中职院校学生的实际情况，结合我学院电气工程系的学生学习情况，今年，我系领导决定对学生的课程安排进行了大胆改革，去掉纯粹的理论课，所有专业课程都变为一体化课程，让学生通过动手操作掌握理论知识，真正做到在做中学，在学中做，在这样的背景下，我尝试了将所担任学科《电子技术基础》这门理论课程融入到《电子电路的安装与调试》这门实训课程中去，变理论课实训课程为一体化课程。依托这样的改革前提，我尝试对直流稳压电源的电路进行了以下设计，目的就是为了更好的适应电气工程系的改革实践，同时也能够使学生在实际动手操作过程中深刻理解相应的电子专业理论知识，能够培养学生掌握理论知识的能力，激发学生热爱电子专业的热情，提高了学生学习的积极性，最重要的是让学生学会了技能，一技在手，更好地走上工作岗位，尽快地适应社会。
2 电路设计实验设备及器件
所谓巧妇难为无米之炊，电路设计同样需要必要的实验设施和工具，而实验条件的好坏和选择工具的正确与否是设计的关键和前提。下面我来具体阐释我的设计思路中所需要的实验条件、实验工具和必要的原材料：
2.1 电路所需实验设施和工具
本次设计的完成需要在专业的电子试验台上进行，需要的工具如下：示波器、万用表、变压器（12v）、电烙铁、钳子和镊子等，另外需要必要的焊锡和连接线。
2.2 电路所需元器件清单
元器件清单如下：
1A二极管IN4007，V1、V2、V3、V4，4只；发光二极管V5，1只；熔断丝FU 参数为1A1只；100uF 50 V电容C1，1只；10uF25V电容C2，1只；500uF 16V电容C3，1只；2200uF电容C4，1只；开关SW，1只；2.7KΩ电阻R1，1只；190Ω电阻R2，1只；280Ω电阻R3，1只；1KΩ电位器R4，1只；三端集成稳器CW7812 U（可调范围1.25V～12V），一只；可调电阻RW，1只。
3 电路设计思路
直流稳压电源又称为直流稳压器，其作用就是将交流电转化成相应用电器所需要的稳定电压的直流电。其关键是输出直流电压的稳定性，所以我们设计电路的着眼点就是电路转化的稳定性。
3.1 直流稳压电源的工作原理
直流稳压电源一般由电源变压器、整流电路、滤波电路、稳压电路组成，其组成框图如图1：
直流稳压电源各部分的作用
（1）电源变压器：主要是降压器，用于把220V的交流电转换成整流电路所需要的交流电压Ui。（2）整流电路：利用整流二极管单向导电性，把交流电U2转变为脉动的直流电。（3）滤波电路：利用滤波电容将脉动直流电中的交流电压成分过滤掉，滤波电路主要有桥式整流电容滤波电路和全波整流滤波电感滤波电路。（4）稳压电路：利用稳压管两端的电压稍有变化，会引起其电流有较大变化这一特点，通过调节与稳压管串联的限流电阻上的压降来达到稳定输出电压的目的，用于将不稳定的直流电压转换成较稳定的直流电压。
3.2 直流稳压电源的设计方法
直流稳压电源的设计，是根据其输出电压UO、输出电流IO等性能指标的要求，确定出变压器、集成稳压器、整流二极管和滤波电路中所用元器件的相关性能参数，选择出这些元器件。
具体设计方法分为三个步骤：第一步：根据直流稳压电源的输出电压UO、最大输出电流IOMAX，确定出稳压器的型号及电路形式。第二步：根据稳压器的输入电压Ui，确定出电源变压器二次侧电压U2；根据稳压电源的最大输出电流IOMAX，确定出流过电源变压器二次线圈的电流I2和电源变压器二次线圈的功率P2；再根据P2，确定出电源变压器一次线圈的功率P1。然后根据所确定的参数，选择合适的电源变压器，一般为12v。第三步：确定整流二极管的正向平均电流ID、整流二极管的最大反向电压URM和滤波电容的容量值以及耐压值。根据所确定的参数，选择合适的整流二极管和滤波电容。
4 电路设计步骤
电路设计思路想出后，考虑实际电路具体设计步骤，完整的设计步骤是整个电路的核心部分，因此在设计过程中实际设计步骤显得尤为重要，具体步骤为以下几步：
4.1 电路图设计方法
电路图设计使用PCB制图软件制作
4.2 电路原理图的设计
电路原理设计使用Protel2000制图软件设计电路原理图如图2。
4.3 直流稳压电源实物设计
如图3所示安装直流稳压电源电路的前半部分整流滤波电路，然后从稳压器的输入端加入直流电压UI？燮12V，调节RW，如果输出电压也跟着发生变化，说明稳压电路工作正常。用万用表测量整流二极管的正、反向电阻，正确判断出二极管的极性后，先在变压器的二次测线圈接上额定电流为1A的保险丝，然后安装整流滤波电路。安装时要注意，二极管和电解电容的极性不能接反。经检查无误后，才将电源变压器与整流滤波电路连接，通电后，用示波器或万用表检查整流后输出电压UI的极性，若UI的极性为正，则说明整流电路连接正确，然后断开电源，将整流滤波电路与稳压电路连接起来。然后接通电源，调节RW的值，如果输出电压满足设计指标，说明稳压电源中各级电路都能正常工作。
5 电路设计总结
通过论述直流稳压电源电路的设计过程，强化了本人所教学科《电子技术基础》中模拟电路部分知识和《电子电路的安装与调试》实验部分知识。所设计的直流稳压电源电路，广泛运用于生活中，例如手机的充电电源、冰箱的稳压电源等。同时，也通过查阅参考书，网上资料等拓宽了自己专业方面的知识面。论述过程中，通过边教学边调研边实践的方式使本人对直流稳压电源电路设计过程有了一些新的认识，特别是强化了自己的教学能力，增强了所教专业学生掌握理论知识的能力，提高了其动手操作的能力。通过一段时间的教学效果来看，我所教授专业的学生对学院的此种教学改革适应快，容易接受，对教师所设计的教学模块感兴趣，并且激发了继续探究这一教学模块的动力，这也充分证明了学院提出的此种教学改革是可行的。
参考文献
[1]郭S.电子技术基础（第四版）[M].北京：中国劳动社会保障出版社.
[2]王建.维修电工技能训练（第四版）[M].北京：中国劳动社会保障出版社.
电源电路设计范文第7篇
【关键词】功率因数 校正 全桥变换器
随着开关电源的广泛应用，人们对其需求量日益增长，并且对电源许多方面提出了更高的要求。开关电源因具有效率高、重量轻、体积小等显著特点，其应用十分广泛，尤其在高功率方向上已成为当下诸多研究领域的研究热门。
1 功率因数PF和电流总畸变率THD
功率因数的定义，如下式：
由此可以得出：要想提高电源的功率因数，需要最大限度地抑制输入电流的波形畸变，与此同时还必须尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零。PF与输入电流总畸变率THD有关，它表征了设备输入电流谐波成分的大小，THD越大容易对电网造成污染。
2 改善功率因数的主要方法
2.1 多脉冲整流法
利用变压器对各次谐波电流进行移相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。
2.2 无源滤波器
在电路的整流器与电容间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器，通过增大电流的导通角来提高功率因数。
2.3 有源滤波器
在整流器和负载之间接入一个DC/DC转换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使接近正弦波且与交流输入电压同相位，从而使输入端的总谐波畸变THD小于5%。
2.3.1 单级功率因数校正技术
单级功率因数校正技术的基本思想是把PFC级和DC/DC级组合在一起实现输入电流的整形和输出电压的快速调节。
2.3.2 两级功率因数校正技术
两级式功率因数校正是由PFC变换器和DC/DC变换器级联而成，PFC级通常采用升压型变换器实现输入电流的整形，其输出电压为储能电容Cb的电压Vb（中间母线电压），一般稳定在400V左右，Vb通过后级DC/DC变换实现降压，得到所需要的直流输出电压。DC/DC变换器实现了对输出电压的快速稳定调节。PFC控制器能检测线电压波形，使线电流跟踪线电压以获得单位功率因数。两级PFC使输入电流总谐波畸变THD一般小于5%，功率因数可达到0.99或更高。
由于这一校正技术的每级电路可单独分析、设计和控制，所以具有良好的性能，因此这种电路特别适合做分布式电源系统的前置级。
3 各部分电路设计
3.1 输入整流与滤波电路
输入整流电路选择Fairchild Semiconductor公司的整流桥GBPC35-06（600V，35A）。输入滤波电路选择EMI滤波器电路。
3.2 前级PFC电路
前级PFC采用Boost型。主电路由串联在回路中的储能电感L1，开关管VT1及整流二极管VD1、滤波电容C1。
3.3 DC/DC变换器的设计
DC/DC变换器采用全桥变换电路，它由两组双管正激式变换器电路组合而成的。
3.4 前级PFC控制电路设计
前级PFC控制电路选用芯片UC3854A/B，其电路主要包括振荡频率的选取、峰值电流限制电路设计、电流调节器和电压调节器的设计等。
3.5 DC/DC变换器控制电路设计
DC/DC变换器控制电路的脉宽调制控制芯片采用UC3875。通过对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现半桥功率级的恒频PWM控制，借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。其四个输出端分别驱动的A/B、C/D筛銮疟郏都能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在该死区时间里确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件。
4 仿真结果
4.1 PFC电路的仿真
按照如图1所示仿真电路采用Matlab软件进行仿真。
4.2 DC-DC变换器仿真
DC-DC变换器仿真电路如图2所示。仿真参数设置为：输入电压：385V，输出电压：30V，变压器匝数比：45：6。
仿真结果表明，本文设计的直流开关电源开关管两端的电压具有输出电压稳定精度高、上下脉动的成分大大减小了、功率因数得到了提高，达到了预期设计的要求。
参考文献
[1]沙占友，王彦明，葛家恰.开关电源的新技术及其应用[J].电力电子技术，2003.
[2]王星云，王平，陈莲华.软开关技术发展现状的研究[D].广州：华南理工大学，材料科学与工程学院，2008.
[3]功率因数校正（PFC）手册[Z].安森美半导体，2004.
[4]周智敏，周纪海，纪爱华.开关电源功率因数校正电路设计与应用[M].北京：人民邮电出版社，2004.
[5]路秋生.功率因数校正技术与应用[M].北京：机械工业出版社，2006.
[6]赵同贺.开关电源设计技术与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2007.
[7]赵同贺.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京：机械工业出版社，2010.
电源电路设计范文第8篇
关键词：射极跟随器；直流电源；稳定
中图分类号：TN710.9
直流稳压电源的集成电路越来越多，但是一般集成的电压源输出的电压值都是固定的，一般为5V\12V\24V，所以在特殊情况下，当需要提高超过上述范围的电源电压时，一般采用分立电路来独立的设计电压电源电路，因此，如何进行电路设计以及怎样保证输出电压的具有稳定性就成为我们面临的一个难题。本文主要针对基于射极跟随器来构成直流稳定电源的设计，将从两个方面做主要介绍，一个是射极跟随器的分析，另一个是如何设计电源电路，从而保证输出电源电压不会由于负载变动而产生波动。
1射极跟随器分析
射极跟随器是指从基极输入信号，从发射极输出并跟随输入信号进行工作的一类放大器。它的主要特点表现为输入阻抗高，输出阻抗低，所以使输出电压几乎不受负载电流变化的影响而一直保持在一个相对稳定范围。所以经常将这类放大器用于多级放大电路的输入级和输出级上。下面是射极跟随器的简易电路图，如图1所示。
图1射极跟随器电路
其中，RL为负载电阻，从交流角度来看，电阻RE与RL并联，也就是说可以将电阻RL看成是并联在电阻RE上的，所以改变RL产生的影响与改变RE产生的印象是一样的。又因为对于一般的晶体管而言，它的发射极的电位受其基极的电位的影响远比受其发射极电阻RE的影响大得多。所以在发射极电流较小的情况下，我们一般认为发射极的电位只与基极的电位有关而不受其负载电阻RL的影响，所以改变负载电阻RL的阻值大小，输出电压的值保持不变，所以，一般可近似认为射极跟随器的输出阻抗为零。
射极跟随器的频率特性非常好，但是由于输入端的输入阻抗较高等原因，从发射极向基极加反馈时会容易引起震荡，所以必须考虑电源电路的去耦。
2直流稳定电源电路设计
直流电源电路是在射极跟随器电路的基础之上建立起来的，电路的输入信号采用输入直流电压信号，其简易电路如图2所示。
图2直流电源电路
在图2中，电容C1（0.1μF）是电源的小容量去耦电容，即用于降低电源对地的交流阻抗而使用的电容。从而抑制电源电路发生震荡，保证输入电压的稳定。根据电容的阻抗值与频率的关系 ，理论上来看，频率越高阻抗越小，但是根据真实的电容的阻抗值与频率关系的特性曲线得知，当频率超过某一特定的频率值之后，电容阻抗与频率不在满足这一等式，相反随着频率的升高，电容阻抗值可能会升高。
所以在实际应用中，小容量的电容（0.01-0.1μF）比较适合用于较高频率下，此时电容的阻抗较小；而相对大容量的电容（1-100μF）则比较适合用于频率较低的电路中，保证电路中电容的阻抗值最小。一般情况下我们用到的直流电源电路都属于低频电路，所以在这里为了减少布线的阻抗，用小容量的电容做去耦电容，并且布局时紧靠电源支路，从而保证去耦作用达到最优的效果。
电容C2是为减少输出端输出阻抗的而设计的电容。若在电源电路中存在负反馈回路，则整个电源电路的输出阻抗将会下降，所以可以说输出端阻抗对输出电压的影响不是特别明显，也就是说此时电容C2的设计不是必须的。但是在没有负反馈回路的电路中，考虑到输出阻抗对输出电压的影响，建议使用电容C2降低输出阻抗，从而保证输出电压的稳定性，此时电容C2一般取值为1-10μF左右。
根据要求输出的电压值，确定齐纳二极管D两端的电压值。在这里先假设要选用齐纳二极管的电压为5.6V。又因为，基极到发射极的偏置电压VBE（0.6V-0.7V）左右，所以可以大概算出，输出电压近似为5V。也就是说，选择合适的齐纳二极管就能得到任意的输出电压。当然考虑电路设计，为消除齐纳二极管的噪声，建议在齐纳二极管附近并联一个电容C3（10μF左右即可）。
G为比较放大器，将电路的输出电压Vout与基准电压V输入到比较放大器的两个输入端，再通过比较放大器的处理之后，将两者的比较结果返回到设计放大器的基极，这就构成了最基本的负反馈回路。
通过加入负反馈回路，当负载电阻或负载电流发生变化时，因为电路的贯通性必然导致输出电压Vout发生变化，但是又由于负反馈电路的存在，会在输出电压发生波动时通过反馈回路及时将电压波动反馈给输入端，并与设定值进行比较从而很大程度的抵消电压的波动，保证输出电压Vout基本恒定，且基本等于基准电压V。从而建立起一个能够输出稳定电压的电源电路。
参考文献：