电源电路设计原理
电源电路设计原理范文第1篇
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与外围电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东 烟台 264006 2、沈阳工业大学，辽宁 沈阳 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与外围电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
3 结论
24V输出电压波形
参考文献
[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.
[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于TOP Switch的变频器开关电源[J].电气传动，2007，26（9）：76-80.3 结论
24V输出电压波形
参考文献
电源电路设计原理范文第2篇
关键词：电磁兼容 接地设计 屏蔽设计
中图分类号：TN03 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）10-0158-02
1 引言
某光电跟踪设备是某测量船测控系统的特装设备之一，用于完成和实现光学跟踪测量任务。由于舰船上的电子设备数目和种类繁多，电磁环境日益复杂。在这种复杂的电磁环境中，如何减少相互间的电磁干扰，使设备稳定工作，成为光电跟踪设备设计的重要问题。
根据光电跟踪设备的特点，依据GJB151A-1997《军用设备和分系统电磁发射和敏感度要求》的测试要求，本光电跟踪设备电磁兼容性要求主要的测试项目如表1。
2 设备产生电磁干扰的原因
产生电磁干扰的原因很多，但对光电跟踪设备真正形成有效干扰，必需具备干扰源、耦合途径、敏感设备三个必要条件。
2.1 干扰源分析
光电跟踪设备的主要干扰源为交流电源干扰、开关切换动作干扰、大功率驱动电路的快速导通/截止噪声干扰及电机火花干扰等。
2.2 干扰耦合途径分析
本系统噪声干扰耦合的主要途径如下：（1）设备间通过电源系统和变压器引起的耦合；（2）电源线或信号线对信号线的感应耦合；（3）通过共阻抗或电缆耦合的地电流；（4）设备外部和内部的电磁感应场；（5）电源线的辐射耦合。
2.3 敏感设备分析
本光电跟踪设备的控制柜中，有时统终端、数据通讯系统、伺服控制系统、主控计算机、图像处理系统、图像存储系统、图像传输系统、功率放大器等。在经纬仪主机上有编码器系统、调光调焦控制系统、力矩电机及各探测传感器等。这其中既有大功率的干扰源，也有相对敏感的传感器和视频信号。对弱信号的保护是电磁兼容性设计的重点。
3 电磁兼容性设计
在设计中，根据光电跟踪设备的电磁环境及总体电磁环境及总体电磁兼容性的设计要求，结合设备的电磁兼容性条件，从以下四个方面着手电磁兼容性设计：（1）电源设计；（2）接地设计：（3）屏蔽设计；（4）电路板设计。
3.1 电源设计
对于光电跟踪设备，按照系统设备的负载功率及类型，向系统提供三路单相电源，并且每路电源单独采用隔离变压器进行隔离，系统的交流电源配电示意图如图1所示。
在系统配电时，还应该采取以下措施抑制电源干扰：（1）输入电源尽量在本系统远的地方与其他设备的动力线分开；（2）交流电源在各分系统入口处加低通滤波器，滤除高频噪声；（3）直流稳压电源负载能力留有余量，通常选所需容量的1.5倍以上；（4）电源引线要短而粗，避免由于线上电压降影响后续电路工作。
3.2 接地设计
接地设计是电磁兼容设计的一个重点。由于本系统中分系统较多、各分系统间接口复杂，涉及频域从低频、中频到高频，系统的地线设计将遵循模拟信号地、数字信号地、安全地严格区分开的原则进行。接地系统设计框图见图2。信号地采用单点接地的方式，安全地采用就近接地的原则。
系统的信号地采用单点接地的方法，单点接地为接在一起的电路提供共同参考点。并联单点接地是最简单、最常用的。每一个电路模块都接到一个单点地上，每一个子单元在同一点与参考点相连，由于只存在一个参考点，因此没有地回路存在，没有共阻抗耦合和低频地环路的问题。对于光电跟踪设备的电子学系统将采用改进的并联单点接地方法，如图3所示。即将具有类似特性的各分系统的信号地接到一起，然后将每一个分系统的地接到公共单点地。
3.3 屏蔽设计
屏蔽技术用来抑制电磁干扰沿空间的传播，以切断辐射干扰的传播途径。屏蔽设计是抑制系统电磁干扰的有效技术措施。针对本系统内的微弱模拟信号、高频信号的屏蔽有如下考虑。
3.3.1 微弱信号的屏蔽
对机上的光电轴角编码器、目标探测器、调光调焦系统，进场干扰是其最主要的影响。对这些分系统、电路单元进行专门的抗辐射和抗干扰屏蔽处理。
3.3.2 局部电路单元的屏蔽
对这类单元的电源变压器、脉冲变压器、电感等器件采用高导磁率材料（硅钢片、坡莫合金等）做屏蔽外壳，利用高导磁材料吸收损耗大的特点进行低频磁屏蔽或磁旁路。
3.3.3 电缆和接插件的屏蔽
电源、电机等的电磁干扰。可以耦合到进出机箱的电缆上，传导到机箱外，造成辐射，同时也可以通过电缆耦合，进入其他设备机箱，对其他机箱内的电路造成干扰。主要干扰是电源、电机对光电轴角编码器、目标探测器的干扰。
在同一束电缆中由于存在电磁耦合，在缆芯分配、电缆的屏蔽及接插件的端子分配上应考虑其相互影响，做到合理分配使用。具体原则如下：（1）对同束电缆中的差分信号使用多股双绞线可减少信号间的串扰问题；（2）最敏感信号在缆芯分配上使用中心缆芯；（3）在接插件的端子分配上差分信号占用物理相邻的两个端子，并注意在接插件端面不要形成有效感应环路，在接插件端面体现强、弱信号的分区布局；（4）对敏感信号使用编织丝网和金属箔组合的封装电缆或使用光缆。
3.3.4 各分系统机箱的屏蔽处理
在光电跟踪设备中，圆顶控制箱、伺服功率放大器机箱、电源机箱、配电机箱、隔离变压器机箱、电视处理器、图像存储机箱等电磁屏蔽要求较高的系统，采用以下措施，保证电磁的屏蔽：（1）箱体的接缝和开口数尽量少，面积尽量小；（2）在通风孔和缝隙等处，采取安装金属丝网条或导电橡胶条等手段；（3）保证被搭接面紧密接触和缝隙最小；（4）电源输入加EMC电源滤波器。
3.4 电路板设计
印制板是容易产生和耦合电磁干扰的薄弱环节，是影响产品电磁兼容性的关键部位。PCB（印制电路板）的设计，主要基于PC B布局、PCB布线、PCB设计时的电路措施来考虑。主要的采取的措施如下：（1）印制电路板上布局按信号特性划分为数字区和模拟区，并满足“回路”面积最小原则；（2）采用多层板方案（4层板），分为信号层、电源层和接地层，确保信号走线和邻近层上的信号走线相互垂直，并使其阻抗最小，利用大面积的电源层和地层减少共变干扰和辐射，信号层可分为数字信号层和模拟信号层。（3）将混合信号电路板上的数字地和模拟地之间隔离；（4）在信号层的空白区敷地线网络铜，以减少线间容性干扰；（5）时钟电路单独安排，远离敏感电路，不采用插座连接；（6）信号走线尽量短，符合正确的布线规则，布线不能跨越分割电源面之间的间隙；（7）印制电路板上的线宽不突变，导线不突然转弯；（8）接口电路采用光耦隔离。
电源电路设计原理范文第3篇
作者：陆召振 周树艳 陆伟宏 王宁 单位：无锡油泵油嘴研究所
共轨系统通常正常工作电压选择28~30V，即需要满足Ur≧30V。2）最小击穿电压UbUb分为5%和10%两种。对于5%的Ub来说，Ur=0.85Ub；对于10%的Ub来说，Ur=0.81Ub。当电压高于此值后，TVS发生雪崩击穿，此后，TVS两端电压将一直保持在钳位电压Uc。3）最大钳位电压Uc当TVS管承受瞬态高能量冲击击穿后，管子中流过大电流，峰值为IP，端电压由Ur值上升到Uc值就不再上升了，从而实现了保护作用。Uc与Ub之比称为钳位因子，一般在1.2~1.4之间，计算多代入为1.3。其他诸如反向漏电流、结电容等参数也需要考虑电路静态电流以及信号频响等因素进行择优选择。最大允许瞬时功率Pp根据车用电源系统电路抗干扰标准要求须至少大于6000W。防反接保护电路设计防反接保护使用一个普通二极管就可以实现，或者采用其他MOS管防反接电路。普通二极管防反接保护电路优点是电路简单，器件少，但由于受二极管额定功耗的限制，这种防反接不能承受长时间的反接故障。图3为防反接保护二极管在电路中的设计位置，二极管选择时考虑ECU的整体功耗，选择正向导通电流大于正常工作最大电流，同时防反接保护二极管尽量选择低压降快恢复二极管，反向耐压满足电路要求。过电流保护电路ECU电源电路在过载或者负载短路等故障发生时，需要在外部线束中或电源处理电路回路中设计过流保护电路，否则电路将损毁不能正常工作。通常在开关电源设计中采用自恢复熔断丝串联在回路中，或设计电路采样闭环控制电路等。
从以上自恢复熔断丝的原理可以看出，当电路发生过流时，可能存在大量热量的产生，由于ECU通常安装在相对封闭的空间内，热量无法快速消散，因此可能会对ECU其他电路的工作产生影响，再加上自恢复熔断丝存在不好安装及精度不高的问题，因此ECU过流保护电路通常不选用这种方案。图4为一种闭环电流采样控制保护电路，T1用来检测负载电流IL，采样电阻R1产生成比例的电压。电流过载发生时，电容C1充电电压会增加到稳压二极管Z1的导通电压，此时三极管Q1导通，集电极输出信号关闭后续电路的控制级，从而切断电源电路的工作。类似过流保护电路设计时，需要注意变压器的设计选型，由于车用ECU对成本的要求越来越高，此电路设计成本较高，且占用ECU体积大，目前在ECU上采用较少。综上，我们似乎没有非常完美的过流保护电路方案，幸运的是目前世界上一些著名半导体公司都提供带有过流自动保护的电路控制芯片。比如美国国家半导体公司的汽车DC/DC控制芯片，德国英飞凌公司的汽车级LDO电源处理芯片，这些芯片都能提供过流自动保护功能。因此在ECU电源电路设计时，尽量选用类似集成芯片作为电路核心元件，这些芯片通常都经过汽车等级的测试，可以放心采用。共模抑制电路设计ECU电源系统电路通常采用共模扼流圈设计共模抑制电路。共模扼流圈，也叫共模电感（Com-monmodeChoke），是在一个闭合磁环上对称绕制方向相反、匝数相同的线圈。
在电源电路设计时，采用共模扼流圈能够有效地消除共模干扰，提高ECU电磁兼容性能。目前一些著名的无源器件生产厂家均提供ECU专用的电源系统电路共模扼流圈，比如TDK公司的ACM-V系列主要用于ECU电源线设计，TDK公司提供的这种共模扼流圈通过专用磁芯设计而成的方形闭磁路磁芯，在保持原有特性的同时实现了小型化，便于安装。同时具有高阻抗特性，可发挥优异的共模噪声抑制效果，最大电流可高达8A。滤波电路设计共轨系统ECU电源电路的输入是从汽车蓄电池直接引入的。由于汽车上所有电子设备都共用这一个电源，其他电子设备的干扰可能通过电源耦合到ECU。另外，车用蓄电池的电源高频干扰、汽车电机的启动停止以及负载的突然变化均会将干扰带入ECU。在设计电源处理电路时必须设计滤波电路来滤除这些干扰。通常采用∏形滤波电路设计串联在电源处理回路中，主要对差模干扰起到抑制作用，图6为基本的∏形滤波电路。在实际的∏形滤波电路设计时，需要根据ECU实际使用需求进行电感L及电容C1和C2的参数选择，电容C3根据负载功率的大小调整容值及耐压参数。电源系统设计方案总结共轨系统ECU电源系统电路设计时需要综合以上的各种保护电路的设计，同时选择合适的DC/DC控制芯片。控制芯片的PWM调制频率设置需要综合考虑电源处理的效率和EMC性能。常用的ECU电源系统电路设计方案如图7所示。ECU通过点火钥匙开关处理电路，将汽车蓄电池电源输入，然后通过各种保护电路将稳定的电压输入DC/DC处理电路，最后通过汽车专用低压降线性稳压电源（LDO）处理成多路电源分别给ECU各电路模块供电。
在设计电源系统处理电路时，不仅应考虑基本电压处理电路的精度和效率，还应设计不同的保护电路，应对各种可能出现的干扰和故障情况。保护电路的设计需要考虑整个电源系统电路的工作原理，合理的布局保护电路在整个电源系统电路中的位置；各种保护电路的器件选择则需要综合电路原理、成本、安装及厂家品牌等诸多因素进行合理选择。除了本文提到的几种保护电路设计外，或许还有其他应对整车复杂故障情况的电路选择，这就需要在ECU的实际使用过程中进行不断的积累和研究。
电源电路设计原理范文第4篇
【关键词】电气；控制线路；设计
随着社会不断的发展，人们越来越需要使用大量的电气控制设备，电气控制设备的使用需要电力系统的支持，优化电气控制线路设计就是优化电气控制设备使用的电力系统设计，只有优化电气控制设备，电气控制设备才能正常的使用。
1电气控制线路设计基础的原则
1.1标准化原则
应用标准化原则进行设计的目的有两个：（1）便于工作人员进行管理和维修，如果设计方法或使用的设备不标准，那么工作人员进行维修时，就需要花费大量的时间、精力来探索线路的设计原理及内在机理，这不利于工作人员开展电气控制线路的维护及管理工作。（2）便于拓展，如果设计的线路或使用的设备不标准，后续进行拓展可能会存在难题，比如工作人员要升级换代设备，可能会出现购买不到相应设备的问题。
1.2经济化原则
电气控制线路既要具有拓宽性，又要具有经济性。电气控制线路设计的内容包含电力输送、电力输送控制、电力能源供给这三项内容的设计。三项内容的设计都必须满足经济化的原则，否则电力控制系统在应用时会耗费大量的能源，从而既带来自然能源消耗多的问题，又带来电力控制系统使用耗费成本大的问题。
1.3稳定性原则
电气控制线路必须具有稳定性。这是因为如果电气线路稳定性不足，不仅会给用户带来不良的体验，还会引发各种安全事故。比如断路会引发火灾事故，电压过高会带来人生安全事故等，电气控制线路设计要优化线路设计方案确保电气控制系统的运行安全。
2电气控制线路设计基础的方法
2.1设计理念
设计理念的核心为简化线路。如果线路过于复杂，会带来以下的问题：（1）成本损耗的问题，线路越长，意味着电力输送时，能耗消耗得越多，无论从环保的角度，或从节省成本的角度，都应尽可能缩短输电线路。（2）智能判断的问题，如果线路分叉过多，线路判断可能易出现故障，为此，应尽量避免出现线路交叉、循环、寄生等问题。（3）线路耦合的问题，线路传输时，会产生电磁场，虽然线路外会套上绝缘管套，避免电磁场造成的干扰，但是由于种种原因，干扰的问题还是不可避免的，如果线路过于复杂，就会出现电磁干扰严重的问题。综合以上的原因，电气控制线路要尽量简单。
2.2设计方法
2.2.1设计内容电气控制系统设计的内容主要包括两个方面：（1）与控制对象有关的内容，它包括设备的类型、型号、容量等。（2）根据控制的需求设计控制线路、电器元件、设计电气原理图、地装图、互连图。以上的设计过程要依序进行，顺序如下：分析控制对析，分析电气设计任务书确定传输方式及控制方案选择电动机设计电气原理图列出电器元件清单设计操作系统计控制方法控制元件绘制安装图及位置图编写一系列操作文本。2.2.2设计条件确定设计内容后，要让设计条件一一齐备，为后续的设计打好基础。电气设计的条件如下：设计供电系统，让电压、频率、容量、电流等条件满足后续的设计要求，这是电气控制系统设计的基础；确定操作需要的元气件设备，它们是操作系统设计的对象；设计操作系统，以PLC为例，要设计PLC的输入控制、输出控制、安全系统等，这是电气控制系统设计的依据；设计电力拖动数据，包括电力设备的数量、负荷、调速、控制等方案，为电气控制系统设计提供数据依据。确定以上设计条件后，绘制电气控制系统设计图，标明每项内容的参数。2.2.3设计要点结合设计原则完成线路设计；结合项目差异性进行设计，部分电气控制系统通用性较强，可以依照常规的设计方案来设计；部分电气控制系统有特殊的要求，需要依照特殊的需求作专门的设计；控制的复杂程度影响线路的设计，线路的设计必须满足控制的需求；在满足项目功能需求的前提下，要考虑线路设计的工艺性。
3电气控制线路设计基础的要点
3.1负荷的设计
负荷的设计是电气控制线路设计的重点。比如如果一味加大电气控制线路的负荷量，那么虽然一定能满足用户的需求，但是却会损耗大量的电能，带来电力使用成本增加的问题；在设计负荷量的时候，如果设计负荷过小，则会出现各种使用故障，甚至带来安全隐患。在设计电气控制线路时，要在满足需求的基础上，结合拓展性，合理的设计线路负荷。负荷设计的要点为：以电气控制线路需求为基础，在分析电源能源需求总量、电力输送损号、元器件使用及拓展的基础上，科学的设定负荷。
3.2线路的设计
线路的设计包含稳定性与安全性两方面的内容。线路应从简化线路、电气控制线路对稳定性和安全性要求极高，这是由于电气控制线路如果出现故障，会影响电气设备运作的缘故，为此，电气设计人员要从整体设计上保持电气控制的安全性。比如当电气控制系统出现故障以后，电气线路需能自动闭合出现故障的线路，让整个系统能正常运行；或者线路能自动闭合出现故障的线路后，开启另一条线路，让整条线路依然能成为一条闭合线路。线路设计是否稳定和安全决定了电气控制线路设计的实用性。
3.3调频的设计
有些电气设备在运行时，运转的速度会发生变化，如果只有一条线路，就不能满足电气设备的调频需求，为了发挥设备的调频功能，电气控制线路也要具有调频性。电气控制线路可以应用将设备分级的方式完成调频。即设备提出一个调频需求后，线路可立即切换到满足设备运行的电气线路上。
4总结
电气控制线路设计的方案是灵活多变的，然而它的设计也有其规律性。设计人员要把握电气控制线路设计的原则，优化设计的方法、强化设计的要点，只有把握好这三方面的设计内容，才能设计出合理的电气控制线路。
参考文献
[1]唐亦敏.电气控制线路设计的相关问题及解决策略[J].电子技术与软件工程,2014(16).
[2]刘鹏羽.电气控制线路的设计方法探析[J].黑龙江科技信息,2013(04).
电源电路设计原理范文第5篇
引言
接触式电能传输通过插头—插座等电连接器实现电能传输，在电能传输领域得到了广泛使用。但随着用电设备对供电品质、安全性、可靠性等要求的不断提高，这一传统电能传输方法所固有的缺陷，已经使得众多应用场合不能接受接触式电能传输，迫切需要新颖的电能传输方法[1]。
在矿井、石油钻采等场合，采用接触式电能传输，因接触摩擦产生的微小电火花，就很可能引起爆炸，造成重大事故[2]。在水下场合，接触式电能传输存在电击的潜在危险[3]。在给移动设备供电时，一般采用滑动接触供电方式，这种方式在使用上存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积和不安露导体等缺陷[4][5]。在给气密仪器设备内部供电时，接触式电能传输需要采用特别的连接器设计，成本高且难以确保设备的气密性[6]。
为了解决传统接触式电能传输不能被众多应用场合所接受的问题，迫切需要一种新颖的电能传输方法。于是，非接触式感应电能传输应运而生，成为当前电能传输领域的一大研究热点。本文首先给出了这种新颖电能传输方法的基本原理，分析了影响系统电能传输的关键因素；接着围绕着提高系统电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额的要求，针对不同应用场合，对原副边进行了相应的补偿设计；对系统的稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式感应电能传输系统的一般设计方法。
1 非接触式感应电能传输系统
非接触式感应电能传输系统的典型结构如图1所示。系统由原边电路和副边电路两大部分组成。原边电路与副边电路之间有一段空隙，通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射，经过这段气隙后副边电路通过接受装置，匝链磁力线，接受磁场能量，并通过相应的能量调节装置，变换为应用场合负载可以直接使用的电能形式，从而实现了非接触式电能传输（文中负载用电阻表示以简化分析）。磁耦合装置可以采用多种形式。基本形式如图2(a)原边绕组和副边绕组分别绕在分离的铁芯上；图2(b)原边采用空芯绕组，副边绕组绕在铁芯上；图2(c)原边采用长电缆，副边绕组绕在铁芯上。
在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。
图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。
设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压
Voc=jωMIp （1）
相应的，诺顿等效电路短路电流为
式中：Ls为副边电感。
若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为
从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。
图4
2 系统补偿
2.1副边补偿
在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。
为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。
在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为
输出功率为
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。
电容并联补偿电路副边网络的导纳为
输出功率为
式中：Isc为副边短路电流。
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。
为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。
在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。
式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。
表1 原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值
副边补偿拓扑
副边补偿电容Cs值
副边电路反映至原边的阻抗
电 阻电 抗电容串联补偿
1/(ω02Ls)
(ω02M2)/R
电容并联补偿
1/(ω02Ls)
(M2R)/Ls2
－(ω02M2)/Ls
2.2原边补偿
LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。
在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为
电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。
在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为
电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可
以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。
原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。3 系统稳定性和控制
LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。
恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。
4 LCIPT系统设计
对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。
但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。
4.1 选择频率
选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。
4.2 选择松耦合感应装置
紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。
4.3选择原边电流Ip
在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。
4.4 确定(VocIsc)值
根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。
4.5确定副边补偿
4.5.1 副边补偿等级
副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。
式中：P为至负载的传输功率。
从而副边所需要的V·A定额为
如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：
——加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；
——增大原边电流；
——改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；
——适当提高系统频率。
第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。
4.5.2 副边补偿拓扑
当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。
4.6 确定原边补偿
副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。
4.7 系统稳定性和控制性核查
最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp
电源电路设计原理范文第6篇
在开关电源设计中PCB板的物理设计都是最后一个环节，如果设计方法不当，PCB可能会辐射过多的电磁干扰，造成电源工作不稳定，以下针对各个步骤中所需注意的事项进行分析: 一、从原理图到PCB的设计流程 建立元件参数－>输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计－>复查->CAM输出。 二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。 焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。 三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路： (1). 电源开关交流回路 (2). 输出整流交流回路 (3). 输入信号源电流回路 (4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下： 放置变压器 设计电源开关电流回路 设计输出整流器电流回路 连接到交流电源电路的控制电路 设计输入电流源回路和输入滤波器 设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则： (1) 首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。 (2) 放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集. (3) 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、 整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接, 去耦电容尽量靠近器件的VCC。 (4) 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。 (5) 按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。 (6) 布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。 (7) 尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。 四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比
电源电路设计原理范文第7篇
关键词： 电源传输完整性; 优选器件; 电源评估; 平面电容; 电源仿真
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）02?0132?05
Design process of hardware circuit based on PDN theory
REN Bing?yu
（GRG Banking Equipment Co.， Ltd.， Guangzhou 510663， China）
Abstract： Based on the power delivery network （PDN） theory， the detailed design process of hardware circuit is described. Difference from general circuit design method， PDN design process can greatly improve the hardware integration and effectively reduce the total number of components by establishment of preferred component list， power evaluation， plane capacitor construction， power supply simulation and construction of power frequency impedance simulation curves. The power supply integration test executed by professional tester proves that the hardware circuit designed by PDN can effectively limit the ripple， noise and other electric performance parameters， and resistor and capacitor on one board can be decreased by 30%. The products can fully meet hardware requirements of telecom servers.
Keyword： PDN; PPL; power supply evaluation; plane capacitor; power supply simulation
0 引 言
21世纪以来，随着科技地不断发展，电子产品在功能、性能等方面得到了长足的发展。伴随而来的是电子产品系统复杂、加工工艺难度增大、产品成本提升、单板故障率上升等问题，直接影响消费者的正常使用和公司的信誉。
目前单板电源设计的流程通常是确定好主芯片及其他用电芯片的输入输出电压/电流，按照分支派生的方式标示电源架构，汇总出产品所需的总功耗，确定供电芯片的型号和性能参数就开始设计电路中的电源。为了降低设计风险，设计人员通常采用电源芯片供应商推荐的参考电路来设计电源电路，经过简单加工测试验证无问题后即投放市场。这种电源设计方式看似没有重大设计风险，但实际上却存在很多隐患，无法满足精细化设计的要求，会造成极大的设计冗余，导致产品升级换代困难，加大分析电路故障原因的难度，降低了产品实际效率，提高了产品的开发、生产和售后维护成本。本文从科学设计电路的角度出发，引导硬件工程师在充分理解单板芯片的实际电源需求后，通过正确评估电源需求、理清优选阻容器件、优化平面电容和层叠电容等设计方法，设计出高品质、高集成度的优秀电子产品。
1 优选阻容器件
在单板开发设计过程中，硬件工程师使用最多的器件就是电容和电阻，电阻主要有限流、分压、调节芯片驱动、限定电平输入输出、调整负载等作用;电容通常应用于隔直、耦合、滤波、稳压、谐振等设计。阻容的器件原理和应用范围很明确，但为了缩短产品的交付进度，设计人员通常在电源设计上采取粗放型理念，对阻容器件的选择缺少必要的科学管控。为保证无开发风险，设计人员大多直接应用芯片器件手册上推荐的环路设计，增加了芯片间冗余设计。这种不规范选取阻容器件的现象会导致板上阻容器件的种类数、器件总数被人为增加，提高了制造、仓储、维修等生产部门的运营难度，同时冗余设计会引起电路设计的不稳定性和不确定性，引入噪声、谐振、串扰、功耗上升等问题。故此，需要设计人员在设计前就必须彻底理清整个单板的系统架构，明确阻容器件的功能，通过电路仿真和实际测试结果来指导正确的硬件电路设计，否则无法正确完成产品开发设计[1]。
为保证电源稳定性，在设计芯片环路的时候都会给留有一定的余量，设计的余量与功耗评估、器件精度、电源仿真都存在关系。实际应用的阻容器件与标称的理论值存在一定偏差，阻容器件标称值与实际值的偏差称为误差，器件允许的偏差范围称为精度。电容精度等级与允许误差对应关系通常为：超稳定级（I类）的介质材料为NPO，精度通常为1%;稳定级（Ⅱ类）的介质材料为X7R，精度通常为5%;能用级（Ⅲ类）的介质材料Y5V，精度较低，不建议使用。在考虑通流和功耗的前提下，目前电阻精度主要是1%及5%两种。
在实际设计过程中，建议设计人员选择精度高（1%）的阻容器件。使用高精度的阻容器件可以准确控制硬件电路的功耗、电流、频率、纹波、噪声等电气特性，有效控制单板稳定性。为了降低单板阻容器件的种类数，应该参照以下规则：电阻按照E12原则（10、12 、15 、18、 22 、27 、33 、39 、47 、56、 68、 82作为基数）来选择器件，电容按照E3原则（10、22、47作为基数）来选择器件。这些是设计中经常用到的阻容值，以上述阻容值作为基数可以满足电路设计中90%的阻容需求。如果芯片要求特殊阻容值，可以通过串并联的方式实现所需阻容值，可以有效地控制环路的阻抗匹配、驱动调节、纹波控制等电气特性。
选用高精度阻容阻容器件，建立优选阻容器件表PPL，就可以在保证所有单板开发质量的前提下，最大程度约束器件选择的种类数，实现器件编码的归一化，提高单板阻容器件的简洁度。
2 电源评估
设计人员选用一个芯片，需要明确芯片最大的应用能力，即芯片管脚最大工作电流和目标工作频率，理清芯片最大动态电流和设计所需的负载频率范围，约束trace走线分布来指导power rail的设计并选取适合的电容。控制电源稳定性最重要的两个环节就是阻抗匹配和频率响应，设计电路的时候会仿真出一个最优通路的理想电路模型。理想电路要求在电路频率变化范围中走线链路阻抗是固定的，设计出的实际电路也要满足这个特性，要求设计出的阻抗频率特性曲线与理想电路阻抗频率曲线接近，甚至一致。
以某网卡芯片为例，通过查询器件手册得出芯片在不同工作状态下的最大电流如下。
表1 某网卡芯片工作状态功耗表
通过表1知道网卡工作在1 000 Mb/s传输速率，从Active状态到Idle状态时候会产生最大的功耗变化，网卡实际工作中最大的电流变化是从Active状态向Idle 状态切换过程中发生的。网卡在这两个状态之前切换时候产生最大数据量变动，过大的数据量变化会产生额外的工作损耗。从芯片手册上可以得知Active状态到Idle状态的工作电流变化为570 mA，由此可以计算得出网卡在1 000 Mb/s link状态下从Active转向Idle时的Transient Current百分比，即动态电流变化率[Istep]为570 mA。由表1可以看出，该网卡芯片在不同工作状态下的功耗是不同的，相同电平下的工作电流不同。这是由于芯片高速信号传输引起传输线及传输介质产生阻尼效应，内部工作频率提升导致芯片管脚输出功耗上升。信号传输是通过数据线中电平高低变化来实现的，不同电气接口对于高低电平的阈值也是有严格要求的，为保证信号能够在准确的数值下传输，需要确保芯片管脚上的信号在相同或不同的工作状态下都能有稳定的电平输出。这就需要我们充分理解芯片的工作原理及产生功耗的原理后，提供最优的电路来保证整个环路的稳定性[5]。
特征阻抗[Ztarget]可以通过以下公式得到：
[Ztarget=ΔVΔI=Vmax?ΔVrippleImax?ΔItransient] （1）
式中[ΔVripple]为电压纹波要求，通常为1%～3%，[ΔItransient]为电流有效传输效率，根据电源不同的设计方式和信号工作频率，可以选择10%～90%作为电流传输效率。
芯片都是在不同状态之间进行工作的，管脚不可能一直保持工作在100%的工作状态，这就导致实际输出的电流不会一直处于峰值电流，而是最大值的一部分。对于对工作状态没有约束且工作频率超过100 MHz的芯片，对电流传输效率Transient Current百分比可以选择最大的90%。芯片的最大工作电流可以通过查找器件手册得到，里面详细介绍芯片所有的工作状态及对应的工作电流，得出芯片在不同状态下的最大功耗。在此基础上，联系芯片实际工作中可能出现的状态变迁方式，计算出最大的动态电流变化率，即电流有效传输效率[ΔItransient]。
通过查看器件手册得到芯片管脚的工作频率作为目标频率[Ftarget]，超过[Ftarget]范围的信号都不必要处理。这是因为受到阻抗特性约束，这部分超出[Ftarget]的信号是无效的，故此不会产生损耗。芯片的目标频率通常在器件手册中没有涉及，可以直接向供应商询问。如果厂商无法给出芯片的目标频率可以凭借经验来推测：首先明确芯片消耗电源的模块类型，通过模块类型对比给出不同模块的典型频率，在结合芯片实际工作情况，找出所需要的目标频率[Ftarget]。
通常以I/O电源80 MHz，core电源50 MHz作为标准基准频率。将[Ftarget]带入计算表格，得出所有需要分析的对象和仿真波形，完成电源评估工作。
3 平面电容
经过实际测试，发现每个芯片的I/O管脚都无法按照理论模型构建硬件电路，即直接通过芯片管脚与PCB板上铜箔pad相连接，不会产生任何额外的电气特性。如图1所示，在芯片I/O管脚与PCB相连的地方都会产生寄生电容，当I/O管脚输出高电平时，相连部分上的寄生电容开始放电，如果管脚周围没有补偿电容给管脚寄生电容及时充电，该I/O管脚上电平就会出现跌落。
<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼17t1.tif>
图1 芯片I/O管脚实际等效示意图
芯片厂商通常会在实际封装中添加一部分[Cpkg]用于给寄生电容充电，但是由于容值过小，充电效果并不理想。芯片外部放置的钽电容存在走线过长、层叠干扰及寄生电感的原因，更是难以给芯片I/O管脚上的寄生电容及时充电，所以我们要利用PCB来构建出如图2所示的等效平面电容[Cpcb]。
<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼17t2.tif>
图2 理想PCB平面电容示意图
平面电容是利用PCB叠层的电源层和地层之间构造的电容效用而形成的。这种平面电容的容值通常比较小（pF级），可以用于滤除高速信号产生的高频噪声，同时由于离芯片管脚最近，可以最迅速有效地为芯片管脚上的寄生电容充电。在芯片周围摆放滤波电容不能有效滤除高频噪声的原因就在于即使容值很小的滤波电容也只能滤除100 MHz以下的噪声，而对于超过200 MHz的噪声就不能有效滤除。以10 nF电容为例，按照电容阻抗特征曲线所示，只能有效滤除50 MHz左右的噪声。如果再放置pF级的电容会显得冗余，且电容本身的ESR和ESL会引入高频谐振的问题。
综合考虑，建议可以利用平面电容来对管脚寄生电容完成充电和高频滤波[2]。电容频率阻抗曲线如图3所示。
3.1 估算平面电容值
平面电容值需要依据芯片管脚和对应传输线上的寄生电容值来完成评估。通过芯片I/O管脚的寄生电容[Cio]以及芯片的I/O管脚数量得出芯片I/O管脚生成的总寄生电容大小。一般情况下，PCB微带层每inch单端传输线（特征匹配阻抗为50 Ω）上的寄生电容为3.5 pF。以一组32位的传输线为例，传输线走线长度为6 inch，管脚寄生电容[Cio]为2 pF，可以推算出芯片管脚总寄生电容[Cswl]=（3.5 pF/inch×6 inch+2 pF）×32=736 pF。按照设计要求电源的纹波为2%，综上条件就得到了所需要的平面电容[Cp]为36.8 nF。
<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼17t3.tif>
图3 电容频率阻抗曲线图
当然，这里还提供了一种简易评估平面电容的方法，即忽略管脚上的寄生电容。同样以上述32位传输线为例，[Cswl]=3.5 pF/inch×6 inch×32=672 pF，电源纹波同样要求为2%，得到平面电容为33.6 nF。这样计算得到的[Cp]与理论值存在一定偏差，不是很准确，但管脚上的寄生电容可以通过芯片封装上的[Cpkg]进行部分补偿，可以满足实际应用的补充效果，故此不会产生很大的影响[3]。平面电容的布局由于需要考虑分层和跨层分布，实际上应用的平面电容要比计算得到电容多。根据资料和实际测量，实际布局的平面电容[Ccomp]和理论的平面电容[Cp]二者的比例应该是5～10倍之间，通常选用选取为8，即[Ccomp]=[Cp]×8。由此可以得到芯片实际需要补偿平面电容值为[Ccomp]=36.8 nF×8=294.4 nF。
3.2 构建平面电容
按照上面介绍的方法，通过计算得出芯片管脚需要补偿的电容值，下一步就要确认如何构建平面电容。PCB是由铜皮和绿油组成，PCB板上所有的电源和信号都需要通过铜皮完成布局和传输，故此确认并合理地分布铜皮就能决定如何构建最适宜的平面电容。
如式（1）所示，铜皮的估算方式可以按照业界通用的公式：
[CPCB=E×Er×L×WT] （2）
式中：E=0.224 9×[10-12] F/inch，[Er]=3.8～4.2 （FR406材质PCB吸收），L为走线长（inch），W为线宽（inch），T为铜厚。
在设计初期就已经确定了PCB的层叠间距、材质、走线距离、线宽和铜皮厚度等参数，可以根据式（2）评估出实际设计需要铜皮数量，由此构建PCB铜皮布局，即构建平面电容。构建PCB平面电容需要经过电路原理仿真、PCB信号仿真和电源仿真评测后方可落实。电源层和地层必须有效区分，原则上相同电平值的模拟和数字电源也需要单独隔离，数字地和模拟地也需要隔离开。处理高速信号时，需要注意信号参考的电源平面或地平面布局需要尽量精简，电源层平面和地层平面尽可能的靠近并对称均匀布局，形成近似差分耦合电容的布局。这是由于提供给高速信号做参考层的电源平面和地平面在实际应用的时候会附生一个很小的寄生阻抗（大致20 mΩ），为保证电平稳定，通过这种紧急对称布局来有效抵消寄生阻抗引起的电平跌落，而且可以有效抵消一部分电源纹波和噪声的干扰[4]。
3.3 应用实例
以一片单板为例，首先确定单板上工作时钟频率在100 MHz以上的单端信号，以表格的形式列对应的芯片器件名称、接口类型、工作频率以及器件个数，再列出接口的个数、单个接口的负载电容以及接口工作电压，按照列出的信息，参照本文提供式（1）计算出该关键I/O管脚需要补偿的电容值，构建平面电容。以Intel 82599网卡芯片为例，通过查阅厂家技术手册列出信号对应的电源网表名、电压、纹波等信息，绘制出表2，用于指导下一步设计。
表2 某单板的管脚信息表
通过查看芯片手册，得知芯片内部时钟主频为100 MHz，可以倍频至2.5 GHz，即[Ftarget]为2.5 GHz。管脚最大电流为3.5 A，应用VCCP的管脚都为高速信号，需要使用high speed模型分析：电压纹波要求1%，电流传输效率90%。
通过公式（1）所需要的平面电容值为[Cp=（3.5 pF/inch×15 inch+2 pF）×321%=174.4 nF]，即可规划出平面补偿电容。通过式（2）得到，[Ztarget=1.1×1%3.5×90%=3.492 mΩ]。再使用文中介绍的电源评估方式，绘制出如图4所示的[Ftarget]与[Ztarget]曲线，依靠曲线协助评估出所需要的最优环路。
<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼17t4.tif>
图4 [Ftarget]与[Ztarget]仿真曲线
经过电源评估、构建平面电容和频率阻抗特征曲线后，可以设计符合芯片管脚电气需求的最优电路。如图5所示，通过泰克示波器TDS3012B量测信号噪声发现，采用PDN设计理念优化的电路可以有效抑制噪声。
<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼17t5.tif>
图5 PDN设计前后电路噪声测试结果
4 结 语
本文通过原理分析和实例讲解来介绍一种基于PDN原理设计硬件电路的方法。PDN可以有效指导硬件工程师在充分掌握芯片实际工作状态信息后，精确地设计电路、优化阻容选型，提升电路开发效率，解决冗余设计造成的干扰问题，提高单板简洁度，提升产品品质。同时，通过PDN原理来指导硬件电路设计的方法，已被爱立信、华为等电信业公司广泛接受、应用和推广。
根据本人实际开发工作验证，通过PDN原理设计电路的方法非常科学，采用PDN原理设计24 000 pin密集度的服务器单板，可以有效降低阻容器件种类数和总数各30%，降低原材料、加工成本和工艺制程成本12.5 RMB/pcs，提升生产直通率0.5%，改动前后的效果十分明显。
本文在以下方面有所创新：
（1） 提出PDN设计理念，规范电路设计流程，能有效指导硬件工程师充分理解芯片的技术规格，设计出最优电路;
（2） 建立优选器件表，规范阻容器件种类数和总数，提升产品质量和管控水平;
（3） 构建平面电容，绘制频率阻抗曲线，指导硬件工程师设计理想硬件电路。
参考文献
[1] 王殿超，郑学仁.电路设计中元器件的使用可靠性[J].电子产品可靠性与环境试验，2007，25（5）：8?11.
[2] 刘丽娟，杨兵初，倪兰，等.PDN电源地平面去耦电容网络设计[J].中南大学学报：自然科学版，2013（10）：4088?4094.
[3] 林文彦.阻抗规格对电路板设计、制造之影响[EB/OL]. [2010?09?02].http：///link？url=Rhyy3dKz_BPN14MggknesIEG4zyV4e8lhRxttj?6jDkPdqeVZ0vDe73umxNWWiZwZNt
De5i7DJhEGyvRbqwdj6HQqKr6TOivCZt4hPxvBQu.
[4] 顾艳丽，熊继军，焦新泉.长线传输的阻抗匹配设计[J].国外电子元器件，2008（10）：8?9.
电源电路设计原理范文第8篇
[关键词]单端反激式 宽范围 DC/DC变换器
中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）13-0293-01
引言
LM5032是美国国家半导体公司推出的业内首个适用于传统及有源箝位复位电路结构的100V双通道交错输出脉冲宽度调制控制器。本文介绍了一种采用LM5032控制器设计宽范围输入（9V～36V），多路输出（+5V，±12V）的隔离型DC/DC变换器，它大大提高了DC/DC变换器的功率密度，提高了电源模块的可靠性和稳定性。
1.电路方案设计原理
众所周知，隔离型DC/DC变换器的典型拓扑结构主要有全桥式、半桥式、推挽式、正激式以及反激式等。其中全桥式和半桥式电路拓扑结构相对复杂，所需元器件较多，主要使用于大功率的开关电源，由于本电源模块输出功率为10W，所以全桥式、半桥式和推挽式电路不再本次电路设计方案考虑之中。单端反激式电路结构简单，变压器可作为输出电感，与单端正激式相比，可有效减小产品体积，提高DC/DC模块的功率密度。因此，根据产品的具体技术指标和外形尺寸综合考虑，在本电路设计中采用了单端反激式电路拓扑结构，图1是本电路设计所采用的原理图。
2.主要技术指标与变压器参数设计
2.1 主要技术指标如下：
输入电压：9V～36V
输出电压及电流：+5V/100mA，±12V/200mA
2.2 变压器参数设计
变压器选TDK公司的罐形变压器（直径Ф=9mm），磁芯有效截面积Ae=0.101cm2，
磁感应强度ΔB=1500GS，Dmax=0.5，开关频率f=200kHz.
2.2.1 计算原边绕组流过的峰值电流Ip
2.2.2 原边绕组的电感值
2.2.3 求Dmin
取14匝
3.DC/DC电源变换器结构设计
DC/DC电源变换器要求高度低（高度不超过8mm），多路输出（+5V，±12V），对器件的结构，元器件的装配、输出纹波、效率都有严格的要求，合理设计结构非常重要。
为解决较低的输出纹波及提高电源的功率密度，本产品采用单层PCB板设计，开关管选用PowerPAK SO-8封装形式，电阻、电容大部分选用0603封装的。
通过热设计，将发热元件尽可能的均匀分布整个组件中，并将其紧贴在金属壳体上，产品最终采用导热性能好的硅橡胶实体灌封，六面体金属封装，实现良好的散热，提高了产品的可靠性。
4.产品达到的性能指标
该型宽范输入范围、多路输出DC/DC变换器达到的技术指标如表1所示。
5.结论