偏置电路设计

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偏置电路设计范文第1篇

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关键词：医用诊断设备；光电检测；前置放大电路；AD8034

DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.2.006

引言

在用于临床检验科室的医用体外诊断设备中，大量应用光学信号的变化来分析血液、尿液和脑脊液等体液成分，因此光电检测电路设计被广泛应用于该类设备。医用光电检测电路根据光学信号变化情况可以分为两大类，第一类是用于检测近似静止或者光学信号的缓慢变化，如应用比色法进行检测的生化分析仪和血凝仪等的低频光电检测电路，第二类是用于检测光学信号的快速变化，如用于血液细胞分析仪和流式细胞仪的高频光电检测电路。

本文介绍一种用于上文中第二类光学信号检测的高频光电检测模拟电路设计，该前置放大电路作为一个独立PCB板设计，封装为用于光电转换的前置放大器，整个系统的电气性能主要由该模块决定。本设计的检测对象是波长为535nm附近的绿光信号，该信号是由快速经过光照区的细胞所引发的散射光信号，根据细胞经过光照区的速度，散射光信号变化频率在1MHz～1.8MHz之间。

1 系统方案

由于散射光信号的光功率很低，为了减少信号转换中引入的干扰，同时适合医用设备的光学应用场景，本设计采用了传感器偏置模块、带宽补偿模块、I/V转换模块和信号调理输出模块的系统设计方案，如图 1所示实现完整的光学检测前置放大电路设计。

前置放大电路包含光电转换传感器、带宽补偿电路、I/V转换电路和信号调理电路，将光信号转换为电压脉冲信号输出给后续仪器处理电路，该光电检测电路封装为用于光电转换的前置放大器，本文重点介绍该电路的设计实现。

2 传感器偏置设计

前置放大模块的电路性能是本设计的关键，需精心进行设计和调试。根据系统光信号特点，选用日本滨松公司的S1223型光电二极管作为光电转换传感器。S1223的有效接收面积为2.4mm×3.6mm，工作在10V以上偏置电压的条件下，可以提供25MHz的信号频率响应，在400～1000nm波长范围内具有良好的光电转换性能，能够满足光信号转换的要求。

如图3光电二极管S1223使用VB=-12V偏置，为了防止电流过大损坏光电二极管，反偏电路中加入了20kΩ的限流电阻，此时的反偏电压不小于10V，由图 2可知S1223中存在约50pA暗电流，通过I/V转换之后产生的电压在uV级水平，对电路性能没有影响。

3 带宽补偿设计

由于引入限流电阻将导致电路在高频信号下，光电流大部分以电荷形式储存在光电二极管的结电容中，流出的电流很小，简单说就是造成信号带宽下降，具体如下式所示：

其中C1=0.1μF。当C1>>Cs时（一般10倍以上），就可以保证光电流基本无损的经过后续I/V转换电路，实现带宽补偿。

4 I/V转换设计

光电二极管输出的电流信号难以被电路直接放大，一般都是先经过I/ V转换电路转变为电压信号。本设计I/V转换电路采用成熟的跨阻放大器来实现，基本电路模型如图 5所示。

通常I/V转换电路使用FET型输入的运算放大器实现，应选择偏置电流小，输入电容低和失调电压温漂系数低的高开环增益运放，此外需着重关注电流噪声、电压噪声、输入电容、增益带宽积等参数。在本设计中，I/V转换部分信号带宽最小取3MHz，运放的增益带宽积选择由反馈电阻Rf、总输入电容Ci和信号带宽共同决定。总输入电容Ci为二极管电容与运放输入电容之和。

通常运放的输入电容为几个pF，S1223在反向偏置时的结电容为20pF，估算走线电容为2pF，运放的输入电容取8pF，因此取Ci=30pF计算。图5中的电路在45°相位裕度的时候有下面的公式关系，其中f2表示带宽高限频率，此处即3MHz，ft表示运放的最小单位增益带宽。

根据系统光信号在光电二极管S1223上的电流范围、板卡输出电压信号峰峰值确定I/V变换电路的反馈电阻取R2 =6.2kΩ，根据上面公式得I/V变换的运放增益带宽积必须大于10.5MHz。综合上述考虑，本设计采用ADI公司的AD8034实现，其增益带宽积为80MHz。

另外在I/V变换电路中，为了使电路稳定，需要在反馈电阻上并联一个电容，以减少电路的不稳定性，即图5中的Cf。根据下面信号带宽计算公式

2.56MHz，通带增益为1。根据放大倍数、带宽和增益带宽积间的简单关系，同样选择ADI公司的AD8034。同时，为了去除低频信号的干扰，电路中引入一级由RC电路组成的高通电路，截止频率根据R2、C2值可简单计算得到高通截止频率为16Hz。

6 信号带宽分析

分析各级电路模块的信号带宽，可以计算得到整个电路的信号带宽：

1）光电二极管S1223的带宽：25MHz；

2） I/V转换级的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为5.1MHz；

3）1阶高通模型的带宽：为1阶高通模型，可知高通截止频率为16Hz；

4）固定增益环节的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为3.18MHz；

5）2阶巴特沃兹低通滤波器的带宽：低通截止频率为2.56MHz。

综上，根据多级放大电路频响的上限截止频率计算公式

计算可得，整个光电检测前置放大电路的信号通带范围为（16 Hz～2.07M Hz），带宽约为fH=2.07M Hz，满足光学信号的设计需求。

7 噪声分析

根据多级放大电路的原理，本文介绍的光电检测前置放大电路的噪声主要决定于I/V转换电路引入的噪声。对用于高速光电信号转换的I/V转换电路，该级噪声主要为运放的电压噪声和Rf的电阻热噪声。由于整个电路的的信号带宽为fH=2.07MHz，取等效噪声带宽变换因子为1.57，同时后级放大级增益为G=10，则结合图5所示的I/V转换等效电路模型，整个电路的噪声计算如下：

结语

本文介绍的医用光电检测前置放大电路设计，在研制过程中经历多次试验，结果表明满足开发的临床诊断设备应用需求，且具有电路形式简单、噪声性能良好、稳定性高等优点，可以在同类医用诊断设备的设计应用中加以推广，具有良好的应用前景。

参考文献：

[1]刘斌，张秋蝉.光电检测前置放大电路的设计[J].燕山大学学报，2003，27（3）：194-196

[2]宋涛，张斌，罗倩倩.光电转换电路的设计与优化[J].光电技术应用，2010，25（6）：46～48

[3]S1223 Si PIN Photodiode数据手册.日本滨松公司.

偏置电路设计范文第2篇

因此，首先需要得到晶体管的输入输出曲线。在ADS中，输入输出关系是通过对晶体管做直流扫描得到的。实验步骤是先建立一个新的工程项目（Project）和一个新的设计（Design），然后选择晶体管直流工作点扫描模板（ADS中常用的功能都做成了模板，可以直接调用），并在其提供的元器件库中选择合适的元件，加入到模板中，如图1所示。其次，需要设定晶体管的工作范围，就是IBB和VCE的范围，可以通过扫描参数设置得到，如图2所示。

本例中，IBB的扫描范围是从20uA到100uA，扫描步长为10uA。VCE的扫描范围从0V到5V，扫描步长为0.1V。当扫描参数确定后，点击仿真按钮，就会产生图3的输入输出曲线。图3所示的输入输出关系曲线与课本上的曲线几乎是一致的，它表明在不同的基极电流IBB作用下，集电极电流IC与集射电压VCE的关系。通过输入输出曲线，可以选择合适的静态工作点，以实现电路的功能。在本例中，为与教材保持一致，将静态工作点选择在输出曲线的中点，大致对应于图3中光标m1的位置，软件会自动显示出此处的参数，即IBB=60uA，VCE＝3V，IC=6mA。当静态工作点确定后，可以据此设计直流偏置电路。由于本例是设计共射极基本放大电路，因此需要计算基极和集电极电阻的大小。根据共射极放大电路的基本计算结果，可以设计出图6所示电路。验证该电路的方法是对其做直流仿真，并将仿真计算的结果直接显示在电路图中对应的元件和支路上。

从图中可以看出，基极的电位为809mV，电流为69.9uA，而集电极电位VCE=2.74V，Ic=6.64mA。对比前面得到的静态工作点参数（IBB=60uA，VCE＝3V，IC=6mA），可以发现它们之间存在一个小的偏差，这是因为在电路设计中，无论是在静态工作点还是元件参数的选择上，都存在近似的过程，因此，任何电路的设计，都是一个近似的设计，由此得到的实际电路都需要经过调试合格后才能够实际使用。以上的例子为学生展示了一个电路设计的基本过程以及设计方法。当课程进一步深入后，可以对本例进行扩展，例如在分析放大电路动态特性时，可以加入不同幅度的输入信号，观察在不同静态工作点，放大电路的输入输出波形和非线性失真，有助于学生理解设计静态工作点的意义。

偏置电路设计范文第3篇

关键词：液压支架；监测；电路设计

1 液压支架监测系统模型的建立

1.1 无线通信技术

液压支架工作环境比较复杂，通信频率、巷道的倾斜程度和井下的导体等多种因素都会影响无线通信信号。因此在设计矿井液压支架压力监测系统时必须要考虑到井下的特殊环境，考虑数据传输的可靠性。通过对目前市场上常用的无线通信技术比较，本文将ZigBee短距离无线通信技术应用于矿井环境监测中。

ZigBee技术是一种新兴的短距离、低速率的双向无线通信技术，有自己的标准协议，可以在很多鞲衅骷浣行通信，具有很强的自适应性，主要应用于自动控制领域，同时可以实现系统定位，具有低功耗、近距离、短延迟、低速率、低成本、网络容量大、高安全性、工作频段灵活的特点。

1.2 液压支架监测系统组网模型

液压支架会随着煤矿开采工作的推进而移动，但移动的距离很短。液压支架的排列呈直线型，针对液压支架的这种物理排布情况，节点的分布也应是带状的。采用星形与网状的混合网，网络中的路由节点与协调器组成网状结构，结构简洁、节点功耗减少，每个星形网络内的通信采用单跳通信，网状结构中的路由节点采用多跳通信。在实际工作环境中，每个液压支架上放置一个采集节点，每隔3个液压支架放置一个路由节点。在矿井实际环境中，液压支架的排列呈直线型，节点的分布是带状的，整体网络组成簇型线状网络拓扑结构。

2 电路详细设计方案

监测系统的硬件设计方案分为2部分，一是终端采集节点，二是路由节点。终端采集节点包括电源管理模块、传感器、信号调理电路。终端节点采用定时唤醒模式，降低功耗，提高监测系统的使用寿命。终端采集节点与路由节点通过线缆连接。每个路由节点最大可以连接3个传感器节点，即相邻的三个液压支架需要采用同一个路由节点。每个路由节点配备一个5V的电池供路由节点与传感器节点使用。路由节点将从终端节点获得的模拟信号经过ADC芯片转换为数字信号，并通过ZigBee射频口传送给井下汇聚节点。路由节点也带有显示功能与按键，可以任何时候被唤醒查看3个终端节点的压力数值。

终端采集节点的作用如下：将压力传感器转换的微弱模拟信号进行放大并通过线缆传输给路由节点；每个终端采集节点带有一片数据记录芯片，对由于传感器及放大电路带来的误差进行偏差校准。

路由节点的作用主要如下：每个路由节点需要有一个5V电池供电路板使用；每个路由节点可以连接3个终端采集节点，对终端采集节点的模拟信号进行处理并通过RF模块传送给井下汇聚节点；路由节点带有简单的显示模块，便于工人就近查看支架压力；路由节点需要有相应的按键，以便在屏幕关闭情况下唤醒屏幕；路由节点电路板能对每个功能模块进行电源管理，便于降低整个系统功耗；路由节点单片机必须采用低功耗单片机；路由节点的电压输入需要适应较宽的电压范围。

终端节点电路板设计能使用目前市场上绝大部分的压力传感器，且内部带有数字校准芯片，可以对每一套终端节点由于分离元器件带来的偏差进行校准。

煤矿中的电磁干扰较大，为了调高测量精度，此方案设计必须把压力传感器与信号放大电路就近放置。且此方法可以把由传感器与放大校准电路组成的模块变为一个液压监测的一个标准化变送器。

2.1 放大电路部分设计

为了能更好的调配放大电路的带宽、放大倍率，放大器没有选择专用的仪表放大器而选择了四个独立的高性能放大器TI公司的OP4376，相对于普通的仪表放大器一般偏置电流在几十pA以上，输入偏置电压在几十微伏级别，OP4376有较低的输入偏置电流典型值0.2pA与输入偏置电压典型值5uV，可以对uV级的信号变动进行采集。且此运放的价格TI官网公布为1.4$，并不贵。经过实测此电路设计的输入采样精度能达到5uV。

2.2 电源部分设计

电源芯片采用的是MCP1252，为目前市场上用量较大的一款电源芯片，输入电压范围相对较宽，且属于无感式开关电源芯片，可以缩小终端节点的体积。效率相对也比较高。而且带有电源管理控制引脚，可以对终端节点的功耗进行有效管理进而降低整个系统的功耗。

2.3 校准电路设计

本文建议校准芯片采用一线制的数字EEPROM芯片，具体型号不再指导。

2.4 路由节点电路设计：

2.4.1 电源模块设计

整个系统输入电源由电池供电，电压比较稳定，考虑到电池在满电与低电压两种情况下压差较大，本文采用了宽范围的输入电源芯片TPS63060（输入电压范围2.5-12V），此电压范围能使用大量的本安电源。且此电源芯片的电流高达2.25A足够整个系统使用，即使是输入的电压降到2.5V级别。

本设计还采用了3个mos开关管对系统的不同终端节点的电源进行管理，在电源功率方面采用了信号控制与电源切断双重保护的方式来降低功耗。

2.4.2 接口电路

接口电路中有3个连接终端节点接插件，包括插头输入检测（插头第6引脚与第5引脚通过在插头上短路，进行判断终端节点的接通），对输入信号做了RC滤波与SMBD7000钳位保护处理。

在与ZigBee模块通信上采用了串口通信，此处不再做介绍。

整个系统的单片机采用TI公司的MSP430低功耗系列。此芯片有8路12位ADC输入引脚。可以利用此引脚直接对终端节点传来的信号进行模数转换。为了现场方便查看设置了两个按键开关（KEY1 KEY2）与6位8段数码管，可以通过软件编写实现现场的液压支柱压力检测、电池电压检测、RF通信连接等功能。

整个电路在设计中严格按照矿用本安电路设计，属于本安型电路，若再配本安型电池为系统供电后，本系统就可以变为本安型矿用液压支柱监测系统。此系统电路经过实际测试正常情况下整个系统功耗在mW级别，且经过15个月的测试未发现任何不良现象，完全能够使用到实际现场。

参考文献

偏置电路设计范文第4篇

关键词：数据转换器 数字增强 信号处理

中图分类号：TN911.7 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2016）06-0232-01

目前混合信号系统已经遍及所有的电子设备，电子设备都是有数据转换器组成。现在由于模拟信号处理与数字信号处理界限已经模糊不清，与通常不在相同，所以就不在严格区分信号处理领域问题。现在信号处理系统正被研究者和电路设计者用心的理念开发改变以往的数字信号处理的便利及数字CMOS技术，数据转换器的性能得到增强。市场需求的混合信号系统是推动基于数字信号处理技术的数据转换器朝灵活和高性价比方向发展。移动设备的发展使得系统设计成本问题和功耗都是需要重要考虑。目前，低功耗系统可以实现都是有数字CMOS器件的应用和电源电压降低所致。系统级对整个系统进行优化在电路及优化器之前可以进一步的降低功效。

1 数字增强数据转换器

由于数字电路的设计已经达到很高的自动化水平而模拟集成路设计复杂，所以两者之间存在着成本与功耗的差别。功耗方面可以通过对ADC满足增加数字逻辑不会增加系统功效条件进行比较，由此可以证明数字增强数据换器可以在混合信号系统中广泛使用。混合信号整体系统的优化可以通过数字增强数据转换器实现。可利用系统知识对整体的设计方法来设计协同操作各模块，并非是将功能模块分立设计。

2 数字增强数据转换器的例子

2.1 数字增强TI-ADC

TI-ADC包括许多个并行ADC，采样通过时间交替方式。因此，通道都会周期性的采集样值。高速的CMOS/ADC产品被采样示波器、低功率的中速ADC及下一代通信系统中必不可少的时间交替来实现的。

TI-ADC多通道匹配作为关键，如果特性不同的通道就会出现多余的调制项在输出谱中，无杂散动与降低音噪的范围会显著降低。增益失配、偏置失配、时间偏置失配三个失配通道会受到影响，其中校准最难的是时间偏置失配，时间偏置因为是实际采样时间和理想采样时间的一个确定时间差，所以它每个通道ADC时钟信号的不同时间延迟与通道特性本身引起的信号延迟两个方面影响。近代数字算法与模拟接口电路相结合是由于数字集成电路的巨大发展实现的，但是权衡两者之间的功耗，时间偏置很小，利用这种特性要满足更严格的要求就要开发新的高效算法。实际上更加困难的情况是辨识时间偏置失配，目前关注的方法只关注面向应用，例如TI-ADC在通信接收机的校准。

构建一个好的ADC就要利用数字增强和时间交替，但采用的方法必须是整体的设计方法：即获得实用的算法通过考虑整个系统来找到数字与模拟信号处理之间的最佳权衡。

2.2 数字增强全数字锁

数字增强全数字锁结构中的关键器件是数控振荡器，是传统的压控振荡器的代替品。反馈回路将模拟震荡信号转化为数字相应信号。

全数字锁相环有两个基本的数据转换器：数字量可被数控振荡器转化为模拟频率的模拟震荡信号；震荡信号被转化成数字相应信号由计数器与时间/数字转换器一起在反馈回路完成，非均匀时钟CKB频率是来自反馈回路的数字信号形式与参考信号比较，目的是要数控振荡器输出频率与参考时钟频率一致，因此计数器在CKR一个时钟周期内以数控振荡器输出频率累计，产生的数字相位信号整数精度强，且TDC精度通过比较CKV与REF之间时间差提高，单个变容二极管频率变化范围限制了它的频率分辨率，影响范围一般在20KHz。非理想的毛刺出现和噪声增强是强量化导致的。将量化误差移向较高的频率是为了提高瞬时频率分辨率。

全数字锁相环可通过调制达到模拟锁相环的性能。全数字锁相环要超过模拟锁相环可有数字信号处理技术达到。全数字锁相环与模拟锁相环相比性能更优及灵活性更高，但是系统性复杂性增加是一缺点，因此要充分展现其优点，电路设计者除了要有模拟电路设计技巧之外要有很深的系统级知识。

2.3 效率增强型射频功率放大器

高功率射频收发器的功率效率是无线基站中重要参数之一，因为它会影响到生产成本和运行成本。在接收端误码增加是由于功率放大器的非线性所引起的失真，这都是由放大器线性度与效率之间近似成反比，此外，临近通道间强干扰会由非线性引起。但是为了降低接收端误码率以及特殊要求，功率放大器必须是线性的。

数字基带预校正是最有效的线性化技术之一，数字预校正电路是一个功能模块置于功率放大器之间，作用是为了补偿射频功率放大器非线性失真。数字预校正电路与射频功率放大器可在理想情况下构成一个线性系统，因为涉及的知识有功率放大器及射频信号处理、数据转换和模拟信号处理及预校正和数字信号处理，所以采用方案必须是整体设计。

如输入信号为宽带时就要将功率放大器的存储效应考虑你在内，才能够获得充分的线性特征，输入信号为窄带则不用考虑，只要实现前置补偿器常用静态非线性就可充分获得线性特性。此时，功率放大器的输出信号要取决于输入信号的当前值与输入信号的过去值。

射频功率放大器的数字增强技术要进一步发展，只有将数字信号及功率放大器的输出信号等所有部分一起考虑才有可能实现这一目的。

3 结语

本文介绍了在深亚微米电路技术中模拟信号可以用数字增强型数据转换器进行处理。为了性能指标能够严格的满足，所以要将数据转换器范围扩大，扩大范围要到包括数/模预处理和模/数后处理单元。整体设计方案的采用使以前相互独立的模块变得相互依赖，提高了性能，但是设计的复杂程度有所增加。目前的数据转换器电路设计基本部分是数字信号处理，但这一发展已成为目前的趋势。

参考文献

偏置电路设计范文第5篇

关键词 低噪声放大器；ADS仿真；噪声系数

中图分类号：TN722 文献标识码：A 文章编号：1671—7597（2013）021-068-02

在无线通信系统中，低噪声放大器是接收机前端的第一个单元电路，发挥着重要作用。接收机接收信号的灵敏度主要由低噪声放大器（LNA）的噪声系数（NF）与功率增益决定。LNA的噪声系数显著地影响着接收机的整体性能，另外，它的功率增益能明显抑制来自后级的噪声。对整个系统的线性度而言，低噪声放大器的非线性必须尽可能的小。

1 LNA电路设计

1.1 LNA的各项指标与设计思路

LNA需要达到的指标：工作频带1G-1.7 GHz，噪声系数（NF）小于0.5 dB，带内增益大于28 dB，带内增益平坦度±1 dB以内，S11和S22都小于-15 dB。考虑到增益和噪声系数要求较高，采用E-PHEMT晶体管（ATF54143），安捷伦公司提供了其精确的ADS模型，便于仿真，而且工作时不需要负的栅极电压，便于单电源供电。

1.2 偏置电路

根据增强型场效应管ATF54143的Datasheet，在漏极电压为3 V，漏极电流为60 mA的偏置下，栅极电压为0.56 V，因而这里选用单极性的无源偏置网络，偏置电路如图1（a）所示。

器件的栅极电压通过电阻R2和R3以分压的形式得到，分压器的电压取自漏极电压。R4为漏栅极的限压电阻。经过计算再考虑到实际的贴片电阻值，得到R2=270 Ω，R3=1200Ω，R4=33Ω。R1为10 KΩ，给栅极限流，C1、C4作为匹配网络的射频旁路电容，C2、C3分别为R1和R4提供了一个低频旁路电容，L1、L2为高频扼流电感。

在器件的源极串联一段短路微带线，形成源级的负反馈网络，以降低整个放大器电路对管子自身性能变化的敏感度，使放大器线性度提高的同时，几乎不会增大噪声，而且实际操作起来方便简单，成本又低，易于加工后的调试。

1.3 稳定性分析

低噪声放大器的稳定性也是其极为重要的一项性能指标。放大器只有工作在绝对稳定的状态才能够保证其他方面的性能，在进行低噪声放大器的设计时，除了要避开其不稳定区外还要注意潜在不稳定区。否则容易引起自激振荡，严重时有可能损坏与放大器相连接的其他元件。

通常用K-Δ的方法来判定稳定性：

如果用器件Datasheet中的S参数进行分析计算，则过程相当复杂，可以使用ADS中的稳定性判定系数stab_fact（s）和stab_meas（s）直接对器件进行稳定性分析，只有在工作频段内同时满足stab_face（s）>1，stab_meas（s）>0时，才能保证器件处于绝对稳定状态。稳定性判定系数的仿真结果如图1（b）所示。由图可知，在1G-1.7 GHz频率范围内两个稳定性系数同时满足要求，因而器件绝对稳定。

1.4 匹配电路与版图设计

考虑到频率较低和小的尺寸，采用集总参数的电容电感进行匹配电路设计。28 dB的增益，可以采用两级放大的形式且都用ATF54143。为了在1G-1.7 GHz频率范围内得到了很好的匹配效果，首先将频率定在中心频率1.35 GHz处设计输入输出匹配电路，之后再对整体的电路在全部的频带内进行优化以达到目标。进行第一级的设计时，如果按最小噪声设计，输入端不是共轭匹配，会造成输入驻波比差，增益低，带内增益平坦度也不好，所以应该在最小噪声、驻波比和增益之间权衡进行输入匹配设计。输出按共轭匹配设计，同时加入一些电阻，增加稳定性，改善增益平坦度。输入输出都匹配到50 Ω，电容电感用50 Ω特征阻抗的微带短线进行连接。第二级采用与第一级一样的结构，直接与第一级级联。整体电路确定后，画出最终的版图。接地孔的设计，一方面是为了满足电路的性能要求，另一方面也保证了良好的散热效果，同时在调试时也更加方便。整体版图如图2（a）所示。

2 电路优化与仿真结果

采用理想电容电感元件，先对第一级进行优化，当第一级的各项指标与预期目标接近后，第二级采用与第一级一样的结构与其级联，再对整体电路进行优化。在用ADS进行优化时，先放宽目标，进行随机优化后，再进行梯度优化，然后收紧目标，直到达到预期结果。按最优的原理图设计版图，然后进行原理图-版图联合仿真。原理图-版图联合仿真把layout中的无源电路和原理图中的元器件有机结合在一起进行仿真，既考虑了无源器件之间的电磁场效应，又可以考虑有源元件、集总元件的效应，这样仿真结果和实测结果非常接近，可以缩短制版调试的轮回。得到了理想预期结果后，然后用高性能的实际元件模型——村田公司的电容电感代替理想化的模型，进行数次优化仿真后，得到了最后的数据结果，如图2（b）（c）（d）所示。可见，最终仿真的数据均达到了预期的性能指标要求，表明电路设计的可行性。

3 结论

本文讨论了接收机前端的宽带低噪声放大器设计，介绍了用增强型场效应管（ATF54143）设计的基本过程与方式。设计过程中主要使用了高频电路设计软件ADS，对其进行设计仿真。应用ADS的优化功能对电路的具体参数进行优化，以达到目标，大大缩短了设计所用的时间，提高了开发效率，ADS对于高频电路的设计是一款十分出色的工具软件。

参考文献

偏置电路设计范文第6篇

1 概述

MAX3863是美国MAXIM公司生产的带有调制补偿的激光驱动器，适用于在传输速率为2.7Gbps的光纤网络中，可用作WDM和SONET/SDH传输系统中的光发射机。该产品的输出光平均功率和消光比不随温度变化，而且在激光管的使用寿命期间能始终保持消光比恒定。MAX3863的主要特性如下：

*采用3.3V的单电源工作；

*仅需58mA的供给电流；

*具有高达2.7Gbps的传输速率；

*内含带调制补偿的自动功率控制（APC）电路；

*偏置电流带有设置（可达100mA）端和电流调制（可达80mA）端；

*仅有低至50ps的上升沿时间/下降沿时间；

*具有电路工作失效警告和ESD保护功能。

图1 MAX3863内部原理框图

2 内部结构及引脚功能

2.1 内部结构

MAX3863的内部结构如图1所示，它主要由高速调制电路、电流监视电路和带调制补偿的APC电路组成。其中高速调制电路包括输入级电路和输出级电路，主要功能是对输入信号进行调制，并为外部激光管提供所需的激励电流信号；电流监视电路主要是为用户提供驱动器的工作失效信息；APC电路能自动调整激光管的偏置电流和调制电流，以维持光输出平均功率稳定和激光管的消光比恒定。

当MAX3863正常工作时，数据从DATA-端和DATA+端输入并经数据转换器重新定时同步后，控制高速差分调制器输出以实现调制，调制后的信号将从MOD端和MODN端输出，云驱动外接激光管；当电路发生故障或其它意外情况发生时，输出关闭，同时FAIL端输出低电平以示警告；当输出功率变化或激光管的消光比发生变化时，APC电路使监控反馈电流信号从MD端输入，并经比较器比较放大后控制外接激光器的偏置电流和内部差分调制器的调制电流，从而达到自动稳定输出功率和消光比之目的。

2.2 引脚功能

MAX3863的引脚排列图如图2所示，现将各引脚的功能描述如下：

Vcc(1,4,5,8,14,19,22,27)：电源供给端；

DATA-(2)、DATA+（3）：分别为数据反、正向输入端；

CLK+（6），CLK-(7)：分别为用于数据重定时的时钟正向、反向输入端；

APCSET(9)：监控二极管反馈电流参考设置端；

APCFILT1(10),APCFILT2(11)：外接APC环路滤波电容端。净APCFILT1短路接地时可使通过监控二极管的调整电路失效。在设计时，APCFILT1和APCFILT2通过电容相连（电容典型值为0.01μF）可延长监控反馈电流的作用时间；

PWC+(12),PWC-(13)：输入调制脉冲信号宽度调整端，应用时可通过调整电阻（RPWC）接地；

MK+（15），MK-(16)：监视输入脉冲信号强度正向、反向输出端；

FALL(17):驱动器电路失效警告端，当驱动器电路失效时，该脚输出低电平；

BIAS(18)：偏置电流输出入端，一般通过电感线圈与激光管连接；

MOD(20)，MODE(21)：调制信号输出端；

MD(23)：监控光二极管反馈输入端；

MDMON(24):监控反馈电流监视输出端；

MODMON(25):调制电流监视输出端；

BIASMON(26)：偏置电流监控输出端；

MODCOMP(28)：偏置电流与调制电流的耦合量设置端；

MODSET(29)：固定调制电流设置端；

BIASMAX(30)：激光管偏置电流设置端，可通过外接电阻来设置激光管偏置电流的最大值；

EN(31)：输出控制端，低电平有效；

RTEN(32)：数据重定时控制端，低电平有效。

3 应用设计

MAX3863是MAXIM公司的第二代激光驱动器产品，由于集成度高，因此应用时需要用户设计的电路比较少。但由于MAX3863传输速率高达2.7Gbps，电路布局对性能影响很大，因此设计时也具有一定的难度。设计工作主要是选择激光管和设计各种相关电流。MAX3863在应用时，外接激光管一般应采用交流耦合方式，图3所示是MAX3863的交流耦合典型应用电路，图中，激光管与MAX3863采用交流耦合方式；MAX3892是串行数据生成器，主要作用是将多路数据合并，并使之串行化，图中未标注的外围元器件参数可由用户在实际应用中确定。下面介绍MAX3863作为光发射机的应用设计过程。

3.1 激光管的选择

在利用MAX3863设计发射机时，第一步工作是根据实际需求选择合适的激光管。一般情况下，用户首先应根据所需光输出平均功率来确定所需激光管的输出平均功率和消光化，而且在满足输出功率的前提下尽量使消光比大一些；输出功率和消光比确定后，可根据表1中功率与调制电流的关系来确定激光管的其它参数，然后再根据这些参数来选择满足条件的激光管；此外，在选择激光管时，激光管的偏置电流不应超过MAX3863的偏置电流设定范围。

表1 光功率关系表

参  数表示符号关系式平均光功率PAVGPAVG=(P0+P1)/2消光比rere=P1/P0最大光功率P1P1=2PAVGre/(re+1)最小光功率P0P0=2PAVG/(re+1)光幅度Pp-pPp-p=P1-P0激光管斜率ηη=Pp-p/IMOD3.2 相关电流的设计

MAX3863的相关电流可由外接元器件来确定，因此，相关电流设计的实质是确定MAX3863的外接电阻值。

a. 调制电流IMOD的设计

当激光管选定后，可按下式确定调制电流IMOD：

IMOD=2Pavg(rs-1)/η（re+1）

式中，各参数的物理意义见表1所列。此外，调制电流IMOD除应满足MAX3863的调制电流设定范围外，还应满足以下条件：

Vcc-IMOD(RD+RL)/2≥1.8V

式中，RL为激光二极管偏置端电阻（典型值为5Ω）；RD为串联匹配电阻（典型值为20Ω）.若上述关系式不能满足，可适当调整RL和RD的值；一般情况下，RL和RD用典型值即可。

由于耦合电容和输出上拉电感可能会引起系统性抖动，从而造成信号低频成分的丢失，因此，耦合电容CD应满足下列条件：

CD(RD+RL)>Lp/(RD+RL)

式中，Lp为输出端上拉电感值;C为输出耦合电容值。实际上，对于连续数字流（CID），为了保证周期内的信号峰-峰值下降度不大于3％，对延时常数（τ=35×t）应有一定的要求。对于本实际电路，可根据τ=Lp/25Ω和上述各关系来确定Lp和CD的值。

一般情况下，IMOD设计的实质是确定RD、RL、Lp和Cd的值，用户可根据实际情况，在兼顾各项性能指标的同时，利用上述关系式合理选择。

b. 固定调制电流IMODS和补偿调制电流IMODC的设计

MAX3863内有一调制补偿电路，其作用是根据偏置电流变化来改变调制电流，以维持输出功率和消光比的恒定。由图1可知，调制电流（IMOD）由固定调制电流（IMODS）和补偿调制电流（IMODC）组成，其中，固定调制电流（IMODS）由IMODC端的外接电阻（RMODSET）确定；而补偿调制电流（IMODC）则由补偿因子K和偏置电流（IBIAS）之积所决定。因此，对于本电路，有：

IMODS=200×1.2V/RMODSET

IMODC=KIBIAS=200×5IBIAS/(500+RMODCOMP)

式中，RMODSET是MODSET端的外接电阻，RMODCOMP是MODCOMP端的外接电阻。

c. 最大偏置电流IBIASMAX的设计

图3 MAX3863的交流耦合典型应用电路

    当APC电路正常工作时，激光管的偏置电流IBIAS将随监控反馈电流的影响而变化，从而维持输出功率的稳定。当APC电路失效时，激光管的偏置电流尖能防止电流过大而烧坏芯片和激光管，因此，必须对激光管的偏置电流的最大值加以限制。在实际应用中，用户可利用BIAXMAX端，并通过外接电阻来设置IBIASMAX。当激光管选定后，实际的领导置电流已确定，因此，设置IBIASMAX的实质是确定BIAXMAX端的外接电阻值。设置公式为：

IBIASMAX=200×1.2V/RBIASMAX

式中，RBIASMAX为BIASMAX端的外接电阻值。

需要指出的是，在选择BIAXMAX端的外接电阻时，为使电路能正常工作，一定要使IBIASMAX比正常工作时的IBIAS稍大一秒。

d. 监控二极管反馈电流参考值IMD的设计

监控二极管反馈电流通常从MD端进入APC电路，并与正常工作时的监控二极管反馈电流参考值IMD进行比较。若存在误差，则需调整偏置电流，以保证输出功率稳定。而监控二极管的反馈电流参考值是通过APCSET端外接电阻来设置的。当电路工作状态处于稳态时，在误差容许范围内，监控二极管的反馈电流应与IMD相等。当激光管选定后，根据所需输出光功率和激光管的参数就能确定电路稳态时的IMD值，因此，设置IMD的实质是确定APCSET端的外接电阻值。

由于通过APCSET端外接电阻的禁带电压始终保持在1.2V，因此，用户可利用下面的公式来计算APCSET端的外接电阻值。

IMD=5×1.2V/RAPCSET

式中，RAPCSET为APCSET端的外接电阻值。

与IBIASMAX设计不同的是在选择APCSET端的外接电阻值时，应使IMD与电路稳态工作时的监控二极管的反馈电流相等。

3.3 应注意的问题

由于MAX3863是高频产品，电路布局对其影响很大。因此，在电路设计时，应采用性能优越的高频布局技术，并应采用具有公共接地层的多层电路板，以降低电磁干扰和交越失真。电路板应用采用低损耗的介质材料，以减少能量损耗；激光管与MAX3863之间的连接线应尽量短一些，以减少能量消耗和交越失真；此外，数据输入端、时钟输入端和调制输出端的引线均应采用阻抗可控的传输线，以便于电路调整，减少能量损耗和降低干扰。

偏置电路设计范文第7篇

【关键词】电子工程设计;高频电路;教学研究

1.引言

《电子工程设计》是电子信息工程专业的一门专业课和必修课。本课程是学生学习电子技术十分重要的教学环节之一，是对学生学习电子技术知识的综合实践训练。通过电子技术实践教学环节，使学生巩固所学的电子技术理论知识，培养学生解决实际问题的能力，加强基本技能的训练，切实提高学生的实践动手能力和创新能力。教学任务是通过本课程的学习使学生掌握常用电子元器件基本知识，常见电子电路的设计，综合电子应用电路的设计，电子线路板元件布置与布线基本知识，元件焊接技术，硬件电路的调试技术，电信号的检测技术。

课程内容中高频电路设计部分是重点也是难点，高频电路设计包括各种调谐电路的设计、高频振荡器的设计以及实际电路的制作和调试。学生在进行各种参数选择和电路调试的过程中很容易出现问题，本文针对高频电路设计和调试方法进行了深入的教学研究，结合课程讲授过程中的实际问题对此部分教学内容做了详细分析，并取得了良好的教学效果。

2.调谐放大电路的设计和调试方法研究

调谐放大器是一种选频放大器，即从所输入的信号中选出有用信号并进行电压放大。调谐放大器在各种电子设备、发射和接收机中被广泛应用。在调谐放大器中由L、C元件组成并联谐振回路，对信号进行选频[1]。放大器件可以是双极型晶体管，也可以是场效应管。

2.1 原理电路

图1 原理电路一

图2 原理电路二

RB1、RB2、RE提供管子的静态工作点，使管子处在放大状态。电路之一中的L、C组成并联谐振回路，决定谐振频率。电路只对谐振频率及其通频带内的信号进行电压放大，而对通频带以外的输入信号不放大，从而实现选频放大。电路之二的直流偏置与电路之一相同。电路中的C、L1、L2决定谐振回路的谐振频率。放大的电压信号经L1、L2之间的互感耦合，由L2两端输出。上述电路在发射和接收设备中被广泛应用。如超外差收音机的中放电路、电视机的中放电路等普遍使用上述电路。

2.2 电路的设计方法

（1）按所需谐振频率选择LC参数

谐振频率由L、C参数共同决定，在设计中一般先固定电容的参数，选择电感元件的参数。在设计高频谐振回路时，由于管子的结电容和元件分布电容影响谐振频率，选择电容参数时适当将容量选的小些。电感最好选用具有磁帽的电感，以方便电路调试时微调电感量。如果选用有骨架电感，可通过增减匝数来微调电感量;如果选用空心电感也可通过改变匝与匝之间距离来微调电感。

（2）三极管放大电路的设计

电路属于小信号放大电路，设计时参照中频段单管放大电路的设计过程。其实就是通过设计使管子具有合适的静态工作点，并具有合适的动态范围。如UCEQ≈1/2VCC。注意：对直流来说LC回路相当于短路。

2.3 电路的调试方法

（1）静态调试

调试电路的静态工作点，使电路中管子的静态电流和有关电压达到设计值。UCEQ最好接近1/2VCC。

（2）动态调试

在信号输入端输入接近LC回路谐振频率的频率可变的信号，用毫伏表测试LC回路的电压。将输入信号由低到高改变频率，观察毫伏表读数，当毫伏表读数最大时，所输入的信号频率就是该电路所放大的信号频率。

上述毫伏表可以用示波器代替。当示波器显示波形幅度最大时，所输入的信号频率即为该LC回路的谐振频率，也就是该电路所放大的频率。在没有毫伏表的情况下，也可以用万用表直流电压档测量管子的UCE，在LC谐振时UCE最小。如果电路的谐振频率偏离设计频率，可以通过微调电感量进行谐振频率的微调。如果谐振频率偏离设计值太多，可先改变电容的容量，然后再微调电感量。如果有条件最好用扫频仪调试放大电路的频率特性。

3.高频正弦振荡电路的设计和调试方法研究

所谓高频正弦振荡器是指产生几百kHz以上正弦信号的电路（几赫兹～几千赫兹正弦信号由RC正弦振荡器产生）。

高频振荡器按选频网络分为LC正弦振荡器和石英晶体正弦振荡器[2]。LC正弦振荡器的频率稳定度为10-2～10-5，石英晶体正弦振荡器的频率稳定度为10-7～10-9。

LC正弦振荡器的振荡频率可通过改变电感量实现微调。如果需要使振荡频率该变量较大，一般先改变谐振回路电容的容量，然后微调电感量。当石英晶体的标称频率选定后，石英晶体振荡器的振荡频率基本固定，虽然理论上可通过改变配谐电容的容量来微调振荡频率，但由于配谐电容的容量很小，在实际中通过改变配谐电容容量对电路振荡频率的改变很很小。只要应用场合对振荡器振荡频率稳定度的要求不是很高，实际中高频振荡器大多是LC正弦振荡器。

3.1 LC正弦振荡器的电路设计

从理论上讲，LC正弦振荡电路有变压器反馈式、电感三点式、电容三点式、改进的电容三点式（克拉拨电路）。实际中的LC正弦振荡电路上述四种形式都有，但最多的是电容三点式和改进的电容三点式[3]。这是由于电容三点式电路管子的结电容和元件分布电容对谐振频率的影响小。电容三点式电路原理电路如图3所示。

图3

由管子和RP、R1、R2、R3、R4、C1、C2组成的电路是小信号放大电路。显然它是阻容耦合共基极放大电路。电阻决定电路中管子的直流偏置，由于整体电路为振荡电路，管子在处于放大状态的前提下，应尽量使直流偏置小些，即静态工作点靠近截止区，如管子的静态集电极电流一般在（1～2）mA。电容C1、C2为隔直通交电容，它们的容量视振荡频率决定[4]。

振荡频率计算公式近似为：

在选择C3和C4容量时，要注意C4对谐振频率的容抗决定正反馈的大小，其容抗越大则正反馈量就越大，电路容易起振[5]。但正反馈量过大会使管子退出放大状态，反而电路不能振荡。在设计中先选择C的容量，然后计算L的电感量。振荡频率在几MHz以下时，C的容量选几百pF;振荡频率几十MHz时，选C为几十pF。在C的容量选定后，根据振荡频率f0确定L的值。

3.2 电路的调试方法

先调试放大电路的静态工作点：先将LC谐振回路用短路线短路，则整体电路仅为放大电路。放大电路的调试仅调节静态工作点即可。即通过调节RP的阻值，改变管子的静态工作点，使其达到设计值（一般小功率振荡电路，静态ICQ=1～2mA）。

静态调试完成后调试动态：即将原跨接在LC谐振回路的短路线去掉，通电后用示波器观察振荡波形。在LC回路元件参数选择合理时，只要电路的静态合适，接通电源后一般都能振荡。

振荡频率的微调：振荡频率的微调一般通过改变电感量实现。如果使用无骨架电感，通过增减线圈匝数或改变匝间距离改变电感量;如果使用有磁芯电感，则通过调节磁芯与线圈的距离改变电感量;如果使用无磁芯有骨架电感，只能通过增减线圈匝数改变电感。

电路不起振可能是下列原因之一：

（1）电路的静态工作点过低，或管子的β值太小

解决的方法分别是通过减小RP阻值来提高静态工作点。这个工作可在用示波器观察着振荡波形的情况下微调RP阻值。

如果是管子β值太小引起的不起振，则应更换β值大一些的管子。一般β值在几十以上就可，β值过高会使电路工作不稳定。

（2）电路中LC回路的Q值太低

解决的办法是增大L/C的数值，即在LC乘积为常数的情况下增大L/C的比值。或减小线圈的损耗电阻（改用线径粗的绝缘漆包线绕制电感），或减小负载对谐振回路的影响。前两个原因往往是LC回路设计时元件参数选择的不十分合理。

（3）正反馈量过小或过大

解决的办法是在保证总电容量基本不变的情况下，改变C3、C4的比值。C4对振荡频率的容抗越大，正反馈就越大。

4.小结

通过理论教学和实践教学过程中得到的经验，对高频调谐电路和高频振荡电路设计的设计方案，参数选择方法和电路调试方法进行了总结，根据理论计算数据调试电路是教学的难点，也是把理论应用于实践的关键，采用了上述教学方法能够有效地解决学生在调试过程中出现的各种问题，提高学生的设计水平和能力。

参考文献

[1]付家才.电子工程实践技术[M].化学工业出版社，2003.

[2]戴伏生.基础电子电路设计与实践[M].国防工业出版社，2002.

[3]吴慎山.电子线路设计与实践[M].电子工业出版社，2005.

[4]姚福安.电子电路设计与实践[M].山东科学技术出版社，2005.

偏置电路设计范文第8篇

关键词：低压差线性稳压器；输出可调；静态电流；稳定性；线性和负载调整

中图分类号：TN401文献标识码：A文章编号：1009-3044(2007)12-21684-02

Design of an Adjustable,Low Voltage,High Stability Low Dropout Regulator

MIAO Ying,LIU Zhang-fa,JIANG Ming-fang

(School of Electronics and Information Engineering,Beijing Jiaotong University,Beijing 100044,China)

Abstract:This paper presents the design of a low voltage,high stability,low dropout (LDO) regulator with six different output voltages (1.0V, 1.2V, 1.4V, 1.6V, 1.8V or 2.0V). The basic function of an LDO is to optimize the battery life of portable devices and to provide a constant output voltage to drive small sub-circuits. The proposed LDO was designed using 0.35μm CMOS mixed-signal process of CSMC. The simulation result shows that the line and load regulation are only 0.7mV and 5mV, respectively. The dropout voltage is only 170mV at 90mA output current when output voltage is 1.8V.

Key words:low dropout voltage linear regulator; output adjustable; Quiescent current; line and load regulation.

1 引言

DC/DC变换器已广泛应用于各种移动电子系统中，如移动通信终端、便携式电脑、PDA等。低电压、低压差（Low Dropout, LDO) 线性稳压器具有结构简单、低噪声、低功耗以小封装和较少的应用器件等突出优点，在便携式电子产品中得到广泛的应用。在便携电子产品中，丰富的功能对功耗的要求与电池的使用时间之间的矛盾越来越突出，这就要求电源具有极高的转换效率。LDO的电源转换效率定义为

其中Iout是输出电流，Vout为输出电压，Iq为静态工作电流，Vin为输入电压。要使转换效率提高，必须降低输入输出压差Vdropout和静态电流Iq的值。

LDO在功能上属于DC/DC变换器中的降压变压器，在输入电压大于输出电压一定数值时，LDO电路系统具有保证输出电压稳定的特点，从而延长便携设备中电池的使用寿命。但是，如果在输入电压或者是负载电流发生变化时，输出电压值会产生一定的跳变。输出电压的跳变值将通过芯片内部的反馈网络送到误差运算放大器的输入端，放大器输出电压控制输出调整管以稳定输出电压。

LDO可根据其输出电流和电压的能力进行分类。大电流LDO具有输出1Amp或更大的电流的能力，同时高电压LDO的输入电压大于12V。一些LDO可提供可调的输出电压，因此也被称为“可编程LDO”。静态电流和输出压差是设计LDO的关键，因此，减小输出压差和输出电流是设计具有高稳定性能LDO电路的关键。本文提出了一种输出可调、低电压、高稳定性的LDO线性稳压器。

2 LDO线性稳压器的电路设计与性能分析

2.l LDO线性稳压器的系统结构

图l是LDO线性稳压器的结构框图， 由以下几个部分组成：电流偏置电路(Bias)、带隙基准电压源(Vref)、误差放大器(Error Amplifier)、电流限制与短路保护(Current limit)、调整管(Pass Element)、输出电压选择(V_sel)和反馈电阻(R1、R2)。

图1 LDO整体结构框图

其中电流偏置电路为LDO 提供低温漂、高精度的偏置电流。带隙基准源为误差放大器(Error Amplifier)提供参考电压Vref。电压基准源与稳压器不同，它的驱动能力很差，需要额外的电路器件来提供输出电流的能力。

误差放大器将输出反馈电压FB与参考电压Vref进行比较，并放大其差值用来控制调整管的导通状态，从而得到稳定的输出。

调整管(Pass Element)在误差放大器的控制下提供驱动负载的输出电流，广泛使用的结构包括：NPN达林顿管(Darlington)、NPN管、PNP管、NMOS功率管和PMOS功率管。表1比较了这几种结构的基本特性。NMOS功率管和PMOS功率管广泛应用于低电压LDO线性稳压器的结构中，而NPN达林顿管、NPN管和PNP管多用于高压LDO线性稳压器的结构中。

表1 调整管结构参数

由表1可看出，最低的输入输出压差Vdropout可由PMOS功率管(Vsd/sat)和PNP管(Vce/sat)得到，大约为0.1到0.4V。其中PMOS功率管栅极输入变化，其Vsd和内阻也随之改变，从而可得到最低的输入输出压差。折中考虑输入输出压差、静态工作电流、输出电流和速度，PMOS管是最好的选择。LDO的电路设计受调整管的大小影响很大，调整管必须足够大以便形成较大的输出电流和低的输入输出压差。本设计中，调整管提供负载的最大电流为90mA。

反馈电阻提供反馈输出电压，使之与基准电压进行比较。输出电压的值可由公式（2）得到，改变R1/R2的比值可以控制输出电压的值。

在IC设计中，这个比率比绝对的电阻值更容易控制，因此电路将不会受器件的容差影响。此设计中的输出可调性即通过改变这个比率来得到。