电源设计

电源设计范文第1篇

关键词： 相控阵雷达； 灵敏度； 电源故障； 保护电路

中图分类号： TN86?34； TP277 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）10?0168?03

0 引 言

随着相控阵雷达技术的迅速发展，相控阵雷达技术被广泛用于地面防御系统中。然而，在目前有源相控阵雷达中去掉了传统雷达中的大功率发射机电源，由原来的大功率发射机电源改为向各个T/R组件供电，雷达的二次电源数量明显增多， 电源系统越来越复杂，故障率明显增多。由于军用雷达常常工作在恶劣环境下，雷达电源的常见故障如过压、欠压、过热、短路、缺相等，往往难以避免[1]。因此，对雷达电源系统故障的快速定位、电源保护、故障报警成为获取电源故障信息，保证电源系统安全运行的关键。国内采用的保护技术，解决方案多数是在线路入口处设置断路器，当线路过压或欠压时切断线路，而当电压恢复正常时需手动使断路器复位[2]。本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，设计了简单实用的雷达电源保护电路，实现了雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。该电源保护电路具有抗干扰能力强、灵敏度高等特点。可实现集成化自复位电源故障报警功能，提高了雷达电源系统的可靠性及灵敏度。

1 电源系统简介

雷达主电源系由康明斯30 kW柴油发电机组、总控配电机柜、50 kW变频发电机组（两台）与变频机控制柜、ATS切换柜、电力变压器、发电机组本机控制柜、通信及监控系统构成。在电源系统中，柴油发电机组与市电互为备份，当市电不能正常使用的时候开启柴油发电机对雷达系统进行工频供电，控制系统分为手动方式和自动方式（手动系统享有最高优先级）。系统结构如图1所示。

2 基本参数确定

2.1 门限电压定义

2.2.2 报警电路灵敏度

当输入电压采样问题成功解决后，此过程为，设计人员拿预先设定的保护基准电压与采样电压进行数值比较。[IC1B]输出低电平时异名端的电平比同名端高。当设计一个电源电压保护电路时，电源系统正常工作时需要重点考虑如下问题，送到[IC1B]的电压经过采样器分压电路之后，3脚的电压值必须低于的[IC1B]2脚的电压。（1脚为输出端，3脚为同名端，2脚为异名端）。只要采样得到的电压小于设置的基准电压，[IC1A]就会产生欠压保护信号，同理如果采样电压大于设置的基准电压，[IC1B]就会产生过压保护信号。需要注意设计人员在计算采样电压时，一定要同时考虑和分析过压与欠压基准电压值。

被检测电源经过整流电路后，就可以分别与被测电源基准电压进行比较，若被监测的电源电压均在正常工作的窗口电压之内，则系统工作正常无需要报警。如果被测电源突然出现故障（不论过压或欠压）比较电路的输出端便立即送出报警信号，以便在毫秒级内完成故障排除故障。

4 输入缺相保护电路设计原理

5 结 语

本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，结合雷达电源系统的研制，设计了简单实用的雷达电源保护电路。该电路可实现雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。实际应用表明，该保护电路工作稳定可靠，灵敏度高，能够准确地对变频发电机组与柴油发电机组进行过、欠压报警，同时对阵面电源（二次电源）进行缺相保护，虚警率≤3%，故障报警率≥98%，故障隔离率≥96%，达到了对雷达电源保护的要求。

参考文献

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电源设计范文第2篇

关键词:二次电源; 自激推挽; 串联调整; 抗干扰设计

中图分类号:TM91 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)13-0036-03

Design for Secondary Electric Source

WANG Peng-hui

(China Airborne Missile Academy, Luoyang 471009, China)

Abstract: The quality of the secondary electric source on missile determines whether the intended functions of a missile can be implemented or not. The circuit frame is analyzed according to the design requirements. The hybrid electric source of self-oscillatory push-pull converter and serial voltage regulation circuit was adopted. The stability, anti-interference and reliability were designed attentively. The designed product works well. The design methodology in engineering has a very high practical value.

Keywords:secondary electric source; self-oscillatory push-pull; serial voltage regulation circuit; anti-jamming design

二次电源将弹上一次电源(热电池、涡轮电机等)所提供的+28 V直流电源变换成弹上探测系统、信息处理、驱动控制等分系统所需要的各种电压。电压质量的好坏,对不同部件工作的稳定性和可靠性将产生重要影响[1]。同时,由于弹上电源工作环境较为恶劣,在达到设计要求的同时,必须考虑电源工作温度环境、电磁兼容环境,同时保证较高的可靠性[2]。本文通过分析某产品弹上二次电源的设计要求,成功设计了某型二次电源,在性能满足要求的同时,达到了较高的稳定性、可靠性和抗干扰性。

1 设计分析

系统要求输出正电压有高压+150 V,低压+6 V,+12 V等,负压-6 V,-12 V等,高压供给探测系统,±6 V供给预处理电路,±12 V供给信息处理电路。因此高压150 V和±6 V要求电压稳定度高、输出纹波(峰峰值)低,同时要求较低的硬件成本。为了达到规定的要求,对高压输出、负电压输出部分前级采用DC/DC,后级采用线性串联调整电路;对低压输出的正电压直接采用线性串联调整稳压电路。

1.1 主电路分析

1.1.1 DC/DC

它激式变换器由振荡级和输出级组成,效率高、适用于大功率电源,但电路复杂、硬件成本高;自激推挽式变换器[3-4]结构简单、输出电压稳定、效率较高、硬件成本低、应用广泛。本设计中DC/DC部分采用自激推挽式变换器。

1.1.2 直流稳压电路

由于要求电压的稳定度高、输出纹波非常低,因此直流变换器后端必须采用稳压系数大、纹波抑制比高的滤波电路。但是,当对纹波要求较严时,采用多极滤波器不能达到很好的效果;通常情况下,需要采用直流稳压器[5]。本设计中采用串联调整晶体管稳压电路。

1.2 电磁兼容设计分析

电源的电磁兼容性设计主要指+28 V直流系统正常电压瞬变特性和正常工作稳态电压特性[6],通过合理设计宽范围电压输入和抗宽脉冲低压和高压性能设计可以满足要求,这里主要指抗干扰性能分析。

二次电源在DC/DC变换过程中容易形成各种干扰噪声,产生严重的传导干扰和辐射干扰,直接影响了不同电源输出的供电质量。需要采取几方面的措施:首先,在电源结构设计时,考虑整体屏蔽设计和各功能模块的功能分割;其次,为减小输入噪声和阻止二次电源向输入电源反馈的噪声,设计输人和输出滤波电路;最后,考虑接地设计,减小接地电阻和接合面的接触电阻[7],形成低阻抗电流通路。

1.3 可靠性设计分析

1.3.1 元器件选用

选用可靠性高的元器件,进行二次筛选试验,并进行降额设计[8]。

1.3.2 三防设计

三防设计指防潮设计、防盐雾设计和防霉菌设计,通过对印制板及组件表面涂覆专用三防清漆可以有效避免导线之间的电晕、击穿,提高电源的可靠性;变压器、电感应进行浸漆,以防潮气进入。

1.3.3 热设计分析

热设计是利用热传递特性,通过附加的冷却措施,控制电子设备内部所有元器件的温度,使其在设备所处的工作环境条件下不超过降额后规定的最高允许工作温度[9]。在弹上电源中,首先选用低功耗的器件,减少发热器件的数目;其次,确定主要发热单元,确定传热途径,采用电源内部的热交换机制,采用传导、对流和辐射三种方式,将电源内部多余的热量转移;最后,加大加粗印制线的宽度,提高电源效率。

2 电源组成及工作中需要解决的问题

2.1 电源组成

二次电源组成框图见图1。+28 V输入首先经过独立的滤波电路,一路直接进行串联调整稳压,经过滤波电路输出+12 V,+6 V以稳压后滤波前的+12 V为源,经过二级串联调整稳压、滤波输出;另外一路经过自激推挽振荡电路进行DC/AC变换,产生一路高压和一路负电压,高压由整流滤波电路进行AC/DC变换输出+170 V左右的高压,经高压串联调整电路和高压滤波电路输出+150 V,负电压由整流滤波电路进行AC/DC变换、串联调整电路、滤波电路输出-12 V,同样-6 V由-12 V调整稳压后得到。

图1 二次电源组成

2.2 自激推挽变换器存在的问题

图2所示为自激推挽式变换器电路图。

图2 自激推挽式变换器电路图

2.2.1 晶体管同时导通

自激推挽式变换器是由自激的方式产生方波,V3,V4 交替饱和导通,理论上其高低电平之间的转换在时间上是完全一致的;实际上由于晶体管存贮时间的作用,会产生两个晶体管同时导通的情况,导通时间(1～2 μs)虽然很短,但由于变压器的作用,造成本应截止的晶体管产生高频尖峰损耗。尖峰损耗造成的平均功率可使管子结温升高到损坏点,产生二次击穿而损坏管子。因此,要保证自激推挽变换器稳定工作,必须避免两个晶体管同时导通。

(1) 缩短晶体管的存贮时间。

应避免管子进入深度饱和,可以缩短存贮时间,V1,V2使晶体管避免进入深度饱和。当晶体管一旦进入饱和区后,V1,V2就把基极的激励电流向集电极分流而使基极电流不再增加,这样就防止了晶体管进入深饱和,从而减小了存贮时间。

(2) 用RC电路延迟导通。

图2中,C3和R4(C5和R5)接于晶体的基极与地之间,当一个管子的基极处于脉冲的上升沿时,由于电容的充电过程而使基极达到导通的时间被延迟,从而避开了另一个管子截止时的存贮时间。

2.2.2 吸收尖峰

由于变压器的两个初级线圈之间存在漏感[10],当一个初级线圈中的电流突然降到零时,存储在这部分漏感中的磁能只能向分布电容充电,因而晶体管从饱和转为截至时,会在截止晶体管的集电集和发射集之间造成瞬间过压,所以推挽式变换器的输出波形上一般都带有尖峰,尖峰宽度与漏感、集电集电流、集电集电压上升时间、电流下降时间有关。减小这个尖峰,不但可以保护晶体管,还可以使输出电压纹波峰值减小。

(1) 采用RC缓冲电路。

RC电路在信号去耦电路、小电流滤波电路应用较多,可以起到平滑尖峰的作用。R6,C4的时间常数略小于晶体管存储时间,远小于振荡脉冲宽度,可以使尖峰电压减小,从而保护晶体管。

(2) 变压器绕线方式。

变压器线圈的分布电容和漏感对变换器的工作状态有很大影响。采用双线并绕的绕线方式,利于绕组间更好的耦合,降低漏感和分布电容的要求。

2.3 串联调整稳压电路存在的问题

图3为串联调整稳压电路图。

图3 串联调整稳压电路图

2.3.1 基准电压

基准电压的稳定度实际上是电源稳定度的极限值,若要获得较高的稳压电源稳定度,必须使基准电压的稳定度比所要求的电源稳定度高一个数量级[11],因此选用稳定性高和温漂低的基准稳压器非常重要,可以选取温度系数及动态电阻都很小的双向硅稳压基准源。

2.3.2 调整管热击穿问题

采用复合管(图3中V12,V13)作调整管时,为了防止由于三极管的Iceo过大引起的热击穿[12],必须在保证三极管最高结温时,Icbo能够泄放掉,图3中R15就是需要的泄放电阻。

2.4 抗干扰及可靠性

在功能分割上,将串联调整电路和自激推挽电路及变压器物理隔离,同时输出级尽量远离推挽电路;保证印制板地和电源壳体尽量大面积接触,电源壳体和大地面接触。

在结构上,将易发热器件直接固定在电源外壳上;内部发热器件通过印制板上大面积覆铜进行散热,同时

印制板布线尽量宽。

3 结 语

弹上二次电源虽然较多采用了模块化的线性或开关电源,但设计原理是相同的。通过对二次电源的设计分析,可以掌握弹上电源设计方法、故障分析方法,以及可靠性设计、抗干扰设计等方法。本设计研制成功的弹上二次电源,通过了电磁兼容试验、各项环境试验,电压稳定度、输出纹波达到了非常高的要求,实用性强,在整机应用上取得了较好效果。

参考文献

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[10]张占松,蔡宣三.开关电源的原理及设计[M].北京:电子工业出版社,1999.

电源设计范文第3篇

    高压直流电源在日常的生产、生活中有着广泛的应用,尤其在军事、医疗和绝缘测试等领域应用更为频繁。传统的高压直流电源采用线性电源技术的较多,这种结构形式造成电源整体效率较低,性能一般,体积大,重量沉。随着开关电源技术的进步和发展,各类用途的直流电源都倾向于采用开关电源技术。开关电源以其线性电源无法比拟的特点和优点已经成为电源行业的主流形式。开关电源技术应用于高压直流电源领域,使高压直流电源变得体积小,重量轻,效率高,性能更好。 本次论文研究工作是针对X射线发生装置设计所需高压电源。论文首先介绍了目前高压直流电源领域的发展情况,和X光管工作的基本原理,论证了各种开关电源主电路的拓扑结构,由于单一结构形式的变换器难以满足系统功能和性能指标的要求,提出了一种组合式结构,以半桥式变换器组合降压斩波电路的主电路结构形式,应用MATLAB仿真验证了系统设计的可行性。然后论文针对主电路中各主要元件参数进行了具体计算,对变换器中较为关键的高压变压器进行了具体设计,并指出了变压器制造过程中影响性能指标的关键因素和解决办法。控制电路设计中选用开关电源专用芯片TL494作为主要控制芯片,应用精密运算放大器和隔离反馈元件构成系统的反馈和PI调节控制器,应用控制领域使用最为广泛的51系列单片机构成控制电路中的数字控制部分,结合信号检测技术,组成具有完善控制和保护功能的电源系统。在论文的系统调试部分记录了此次设计的电源的调试步骤和过程,以及每步调试的波形和数据,尤其重要的是发现并记录了TL494的设计缺陷,提出了补救方法。经过多次试验和反复补充修改设计,最终制成了一台具有较高性能指标的高压开关电源样机。

电源设计范文第4篇

关键词： TPS65105； TFT液晶屏； 供电电源方案； 电路设计

中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）18?0155?02

0 引 言

TPS65105 是一个混合式DC/DC变换器集成电路芯片。它专门为薄膜式晶体管（TFT）LCD显示器供电而设计的，针对LCD的供电要求能够提供三路输出电压[1?2]。该芯片内部辅助式线性稳压器能够从5 V的输入电源中为供电系统提供3.3 V的总线电源电压输出。其内部的主输出Vol是一个工作频率高达1.6 MHz的固定频率PWM升压式DC/DC变压器，它能够为LCD显示器的驱动源提供一个供电电压[3]。该芯片内部还集成了一个具有不同功率开关电流极限值的DC/DC变换器控制器。TPS65105的功率开关电流极限典型值为2.3 A。集成在芯片内部的完整的电荷泵除输出电压可以调节以外，还可以为LCD正栅极驱动器提供2倍压/3倍压的输出电压[4]。同时内部提供一个负电荷泵控制器，能够为LCD负栅极驱动器提供一路负电压输出[5?6]。由于电荷泵的开关频率高达1.6 MHz因此所使用的电荷泵电容便可采用价格较低、体积较小的220 nF的电容。该系列芯片内部集成了一个为了能够为LCD背光板提供供电电源的VCOM缓冲器，一个使用一个外部晶体功率管就能够为数字电路提供3.3 V输出电压的线性稳压器控制器[7]。为了绝对安全可靠的工作，该系列芯片还具有输出过流、过热和短路保护功能，也就是芯片的任何一路输出出现过流、过热或短路时，都会进入关闭模式[8]。该系列芯片还具有关闭模式外部控制、软启动和输出电压检测等功能[9]。

1 主要性能

2 内部原理方框图

3 电路原理图设计

4 结 语

本文主要是研究TFT?LCD的电源设计，解决了TPS65105的上电时序的问题，经过长期连续的实验和测试，其是一个稳定可靠的TFT液晶的电源设计方案。

参考文献

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电源设计范文第5篇

IEEE 802．3af标准对以太网供电（POE）做出了详尽的规定，它允许通过以太网传输数据的同时提供48V电源，IEEE 802．3af 标准中定义的电源供电设备（PSE）是能够通过10BASE－T、100BASE－T或者1000BASE－T网络提供电源的DTE或者Midspan设备，而IEEE 802．3af 标准中定义的受电设备（PD）则是通过网络从电源供电设备（PSE）取得电源的设备。IEEE 802．3af 标准中规定的PSE可以提供约13W功率。从而使小型数据设备可以通过它们的以太网连接获得电源，而不需要从墙上的交流电源插座获取电源。这些设备包括数字VoIP电话、网络无线接入点、因特网设备、计算机电话、安全摄像机或任何以太网连接的数据设备。IEEE 802．3af 标准的推出，大大扩展了以太网的应用，同时也给以太网带来了巨大的发展空间。

1　MAX5941的功能

MAX5941A／MAX5941B是一款高度集成的电源IC，适用于以太网供电（POE）系统中的受电设备（PD）。MAX5941A／MAX5941B有两个功能，一是提供PSE与PD之间的接口，二是通过DC－DC PWM控制器实现48V电源转换以输出5V或者PD所需要的电压，输出电压可实现隔离或者非隔离。MAX5941A的最大占空比为85％，可用于反激式转换器。MAX5941B的占空比限制在50％以内，主要用于单端正激式转换器中。

2 IEEE 802．3af标准的PD接口特性

MAX5941的PD接口特性符合IEEE 802．3af标准，可为PD提供侦测特征信号和分级信号，此外，MAX5941还集成了一个具有可编程浪涌电流控制功能的集成隔离开关，同时还具有宽滞回供电模式欠压锁定（UVLO）以及“电源好”状态输出等功能。

在侦测和分级期间，由于集成的MOSFET可提供PD隔离，MAX5941可保证侦测阶段的泄漏电流失调小于10μA。其可编程限流功能可防止上电期间产生很高的浪涌电流。这些器件的UVLO供电模式具有宽滞回和长故障消隐时间等特性，因而可补偿电压在双绞电缆上的阻性衰减，并确保系统在侦测、分级和上／掉电诸状态间无扰动地转换。MAX5941的UVLO门限可调，并具有一个兼容于IEEE 802．3af标准的缺省值。MAX5941可工作于PD前带有或不带二级管桥的设计中。

图1

MAX5941有三种不同的工作模式：PD侦测、PD分级和PD供电模式。

侦测模式（1．4V≤VIN≤10．1V）下，供电设备（PSE）将向VIN施加两种1．4V～10．1V范围内的电压（最小步长1V），然后记录两个点的电流值，并由PSE计算ΔV／ΔI，以确认25．5kΩ特征电阻是否存在。在此模式下，MAX5941内部的大部分电路处于关闭状态，失调电流小于10μA。如果施加在PD上的电压有可能被颠倒，则需要在输入端安装保护二极管，以免对MAX5941造成内部损伤。由于PSE使用斜率技术（ΔV／ΔI）来计算特征阻抗，这样，保护二极管引起的直流偏差已被扣除，因而不会影响侦测过程。

分级模式（12．6V≤VIN≤20V）下，PSE根据PD所要求的功率对PD进行分级。以便PSE高效地管理功率分配。IEEE802．3af标准定义了五个不同的级别。分级电流可由连接在RCL与VEE之间的外部电阻（RCL）来设定。PSE通过在PD输入端施加一个电压，以及测量流出PSE的电流来确定PD的分级。当PSE施加一个介于12．6V～20V之间的电压时。PSE利用分级电流信息区分PD所需要的功率。分级电流包括25．5kΩ侦测特征电阻吸收的电流和MAX5941的电源电流，PD吸收的总电流应在IEEE802．3af标准要求之内。进入供电模式后，分级电流将被关断。

供电模式下，当VIN上升至欠压锁定门限( VUV-LO,ON)以上时，MAX5941将逐步开启内部N沟道MOSFET管Q1。图1是MAX5941的内部接口电路框图。MAX5941用一个恒流（典型值为10μA）对Q1栅极充电。Q1的漏－栅电容限制了MOSFET漏极电压的上升速率，因而限制了浪涌电流。为了降低浪涌电流，也可在外部添加漏－栅电容。当Q1的漏－源电压降至1．2V以下，且栅－源电压高于5V时，MAX5941会发出“电源好”信号。由于MAX5941具有较宽的UVLO滞回和关断消隐时间，因而可补偿双绞电缆的高阻抗。

3 用MAX5941实现48V电源转换

MAX5941是电流模式的PWM控制器，可将48V输入电源转换成5V电压输出，MAX5941用内部稳压器取代高功耗的启动电阻，这不但可为MAX5941提供启动所需的电能，还能稳定第三（偏置）绕组的输出电压，从而为IC提供稳定的工作电源。开始启动时，调节器将V＋调整到VCC并为器件提供偏置。启动之后，改由VDD稳压器从第三绕组输出稳定的VCC。此结构只需一只很小的电容即可对第三绕组的输出进行滤波，从而省下了一只滤波电感的成本。

在设计第三绕组时，所设计的线圈匝数应保证最小反射电压始终大于12．7V。而最大反射电压则必须小于36V。

为降低功耗，当VDD电压达到12．7V后，可以将高压调节器关掉。这样可以降低功耗并改善效率。如果VCC降低到欠压锁定门限（VCC＝6．6V）以下，低压调节器将被关闭，电路重新进入软启动。此时欠压锁定状态MOSFET驱动器的输出（NDRV）保持为低。

如果输入电压介于13～36V之间，只要不超出最大功耗，就可以将V＋和VDD连接到线电压。这样就可省掉第三绕组。

4 MAX5941的设计实例

MAX5941的一般设计步骤如下：

确定具体需求

设定输出电压

计算变压器主、副绕组匝比

计算复位绕组与主绕组匝比

计算第三绕组与主绕组匝比

计算检流电阻值

计算输出电感值

选择输出电容。

图2

图2是用MAX5941B设计的正激式DC／DC转换器，具体计算如下：

(1)对于30V≤VIN≤67V，VOUT＝5V，IOUT＝10A，VRIPPLE≤50mV的要求。开启门限应设为38．6V。

(2)设定输出电压时，可根据下式计算电阻R1和R2：

VREF／VOUT＝R2／(R1＋R2)

式中VREF是并联调节器的基准电压。

（3）根据最小输入电压和MAX5941B的最大占空比下限（44％）计算变压器匝比时，为了能够使用漏－源击穿电压小于200V的MOSFET，本设计选用最大占空比为50％的MAX5941B。然后根据下式计算匝数比：

NS／NP≥（VOUT＋VD1×DMAX）／（DMAX×VIN＿MIN）

式中：NS／NP为匝数比（NS是副绕组匝数，NP是主绕组匝数），VOUT为输出电压（5V），VD1为D1上的压降（功率肖特基二极管典型压降为0．5V），DMAX为最大工作占空比的最小值（44％），VI

N＿MIN为最小输入电压（30V），对于本例：NS／NP≥0．395，选择NP ＝14时，NS＝6。（4）较低的复位绕组匝比（NR／NP）可确保变压器中的所有能量在最大占空比下的关闭周期内能够全部返回V＋。可用下式来确定复位绕组匝比：

NR≤NP×（1－DMAX＇）／DMAX＇

式中：NR／NP为复位绕组匝比，DMAX＇为占空比的最大值（50％），计算NR＝14。

（5）选择第三绕组匝比（NT／NP），以使最小输入电压能够在VDD处提供最小工作电压（13V）。可采用下式计算第三绕组匝比：

NP（VDDMIN ＋0．7）／ VIN＿MIN≤NT≤NP（VDDMAX＋0．7）／ VIN＿MAX

式中：VDDMIN是最小VDD电源电压（13V），VDDMAX是最大VDD电源电压（30V），VIN＿MIN是最小输入电压（30V），VIN＿MAX是最大输入电压（本设计为67V），NP是主绕组匝数，NT是第三绕组匝数：可选择NT＝7。

（6）根据下式选择RSENSE：

RSENSE≤VILIM／（NS×1．2×IOUTMAX／NP）

式中：VILIM是检流比较器的触发门限电压（0．465V），NS／NP是副端匝比（本例为5／14），IOUTMAX是最大直流输出电流（本例为10A），RSENSE选90．4mΩ。

（7）选择电感时，应使电感中的峰值纹波电流（LIR）介于最大输出电流的10％和20％之间：

L≥(VOUT＋VD)(1－DMIN)／(2LIR×275kHz×IOUTMAX)

电源设计范文第6篇

关键词:Boost拓扑结构;功率因数检测;UCC28019;MSP430F247

中图分类号:TP274文献标识码:B

文章编号:1004-373X(2009)12-192-03

High Power Factor Power Design

LEI Dan,LI Huizhong

(Wuchang Branch,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan,430068,China)

Abstract:Power factor design is the key indicator of power supply,power supply has always attached importance to developing technical problems.Power supply uses PFC control circuits that using UCC28019 of TI which can Significantly increase the power factor.The power supply consists of six parts which are AC/DC conversion circuits,DC/DC conversion circuits,power factor detection circuits,PFC control circuits,digital set,measuring circuits and protection circuits.AC/DC conversion circuits using not controlled rectifier,DC/DC conversion circuits using boost topology,which can output voltage that the value is 30~36 V.Power supply uses MSP430F247 SCM can accomplish digital set and measurement.This system has some advantage:intuitive features,good stability,improved power factor.

Keywords:boost topology;power factor test;UCC28019;MSP430F247

1 方案论证

1.1 DC/DC主回路拓扑方案

方案1:Buck型拓扑结构变换器

该方案可在隔离变压器输出端进行三倍压整流,再将直流电压通过Buck型拓扑结构进行降压变换实现。但采用Buck型变换器输入端电压偏高,驱动电路和控制电路的电源方案较麻烦,并且可靠性不高。

方案2:Cuk型拓扑结构变换器

它的输出电压极性与输入电压相反,但其值可以高于、等于或低于输入电压的值。其输入和输出电流都是连续的,经两个电感的补偿耦合,将输入和输出的波纹电流和电压抑制到零,但内部谐振使传递作用断续或在某些频率上削弱输入波纹抑制。在耦合电感线圈和变压器隔离的结构中,由于“开关导通”初期的冲击耦合电流会引起输出电压反向,并且也存在稳定性问题。

方案3: Boost型拓扑结构变换器

Boost电路的输出电压极性与输入电压相同,但总是高于输入电压。输入电流是连续的,只需要较小的输入滤波。输出电压与负载电流无关,并且输出电阻非常低,硬件上容易实现,且控制简单,技术成熟。

通过以上综合分析比较,Boost型拓扑结构变换器是DC/DC变换器的理想选择。

1.2 系统控制方案

方案1: 幅度控制方式,即通过改变开关电源输入电压的幅值而控制输出电压大小的控制方式。这种方式效率很低,当低压输出时,将造成大部分能量消耗在调整管或电阻上。

方案2:脉冲宽度控制,指功率管的开关工作频率(即开关周期)固定,是一种直接通过改变导通时间(即占空比)来控制输出电压大小的方式,它采用升压型(Boost)或降压型(Buck)拓扑结构来实现输出电压的改变。这种控制又称PWM控制。

由于PWM控制方式采用了固定的开关频率,因此,设计滤波电路时简单方便。综合比较,采用方案二作为控制方法。

2 硬件设计与主要参数计算

2.1 系统总体电路框架

根据题目的设计要求,系统由AC/DC变换电路、DC/DC变换电路、功率因数检测电路、PFC控制电路、数字设定及测量显示电路、保护电路等6大部分组成。其系统电路总体框架如图1所示。

图1 系统总体框架

2.2 DC/DC变换模块

DC/DC采用Boost变换电路,其电路结构如图2所示。

图2 boost变换电路

2.2.1 二极管参数

在功率MOSFET截止期间,VD正向偏置而导通,最大流通电流达2 A左右;在MOSFET导通期间,VD反向偏置而截止,此时二极管反向电压为Vin。为了确保电路的可靠性,故选取整流二极管MUR3060。

2.2.2 功率开关管参数

功率开关MOSFET所要承受的基本电压为截止时所承受的电压Vin,导通时所要承受的导通电流为2 A。为确保电路的可靠性,应考虑适当的安全裕量,故选取功率开关管IRFP150N,其耐压、耐流完全满足要求。

2.2.3 储能电感参数

变换器中的电感线圈在任何正常条件下不能饱和,并且为了有好的效率,线圈和磁心的损耗必须要小。理论上电感可具有任何值,大电感可具有低波纹电流,且轻载时可连续导通,但负载瞬态响应差。小的电感波纹电流大,增加了开关损耗和输出波纹。在轻载时出现不连续导通,且导致系统不稳定。可是,其瞬态响应性能好,效率高,尺寸小,所以电感的选择只能折中,通常选择使临界电流低于最小规定负

载电流的电感,或按可接受的波纹电流尽可能地以小的标准来选择。 电感量通过公式:

LRSF(min)≥VoutD(1-D)/(fSW(typ)IRIPPLE)

计算出:L≥0.07 mH。另外,输出电流达到2 A,功率较大,由于参数类型特殊,普通电感远达不到要求,故选用粗铜线与环型磁铁的自制电感。

2.2.4 输出滤波电容参数

输出滤波电容C两端电压为输出电压Vout。C的滤波使输出Vout的波形连续。对DC/DC转换器而言,工作频率越高,所要求的电容值越低。设计中选用4 700 μF的电容。

2.3 PFC控制模块

开关电源是借助开关器件的开/关(ON/OFF)实现能量交换的。输出控制由晶体管的导通时间决定。实际上PWM控制就是控制开关管导通的占空比。结合控制方式及功率因数的要求,设计中选用TI公司提供的具有功率因数校正功能的UCC28019芯片作为PFC控制模块。UCC28019 为8引脚连续电流模式(CCM) 控制器,其重要元件参数的计算如下:

C7=gmiM1/K12πf1AVG=910 pF

式中:gmi=0.95 ms;M1=0.4;K1=7;f1AVG=9.5 kHz。

C11 =(gmv fv/fPWM_PS)/(10GVLdB(f)/20×2πfv)

=3.88 μF

式中:gmv=42 μs;fv=10 Hz;fPWM_PS=1.589 Hz,10GVLdB(f)/20=100.709 0 dB/20,fv=10 Hz。

R11=1/ (2πfZEROCvCOMP)= 30.36 kΩ

式中:fZERO=1.589 Hz,CvCOMP= 3.3 MF。

C12=CvCOMP /(2πfPOLERvCOMPCvCOMP -1)=0.258 μF

式中:fPOLE=20 Hz,RvCOMP=33 kΩ,CvCOMP =3.3 MF。

PFC控制模块与各电路连接见图3。

图3 PFC控制模块与各电路连接图

2.4 显示与测量模块

数字设定及显示,功率因数检测两部分由MSP430F247单片机、键盘和128×64液晶显示器构成。与普通LED相比,液晶显示界面与操作界更友好。

2.5 过流保护模块

过电流保护是一种电源负载保护功能,以避免发生包括输出端子上短路在内的过负载输出电流对电源和负载的损坏。出现过流时,控制信号使PWM输出脉宽变窄,输出电压迅速下降,从而抑制电流。

3 软件设计流程

系统软件设计分为两大部分,包括输出检测及显示;功率因数检测。

设计流程如图4所示。

图4 设计流程

4 系统测试

4.1 测试方法

(1)设定不同输出电压值,测量实际电压输出;

(2)设定某一固定输出电压值,调节U2从15~19 V变化,测量实际电压输出。

(3)设定某一固定输出电压值和U2,调节负载,测量实际电压输出。

4.2 测试仪器

测试仪器有:单相自耦调压器;普通数字万用表;四位半数字万用表;60 MHz数字示波器(双通道)。

4.3 测试主要数据

4.3.1 输出电压

当电压U2=18 V,负载电流为0.5～2 A时,设定和实际输出的电压见表1。

4.3.2 功率因数

功率因数计算如下:

λ=U2I21cos φ1/U2I2= I21cos φ1/I2=

νcos φ1cos φ=cos 15°=0.96

式中:U2,I2分别为变压器副边的电压和电流有效值;I21为I2中的基波分量;φ1为U2和I21之间的相位差。为计算简单,这里用U2,I2之间相位差的余弦cos φ作为功率因数。

表1 输出电压的设定值和实际输出值

设定值 /V实际输出值 /V设定值 /V实际输出值 /V

3030.43434.1

3131.23535.2

3232.53636.7

3333.6

4.3.3 电压调整率

输出电压设定值为36 V,当U2=15 V,Io=2 A时,Uo=35.7 V;当U2=17 V,Io=2 A时,Uo=35.8 V;当U2=19 V,Io=2 A时,Uo=36.0 V;电压调整率σv≤0.2%。

4.3.4 负载调整率

设定U2=17 V,输出为36 V,则Io=0.2 A时,Uo=35.9 V;Io=2 A时,Uo=35.8 V;负载调整率σL≤0.3%。

5 结 语

通过测试的数据显示,该设计较好地完成了预期设计目标,功率因数高达95%以上,稳定性好。但也有一定的不足,如输出存在杂波,输出电压设定值与实际输出值的误差较大等,这些问题有待以后的研究中进一步改善。

参考文献

[1]赵同贺.开关电源设计技术与应用实例[M].北京:人民邮电出版社,2007.

[2]周志敏,周纪海,纪爱华.单片开关电源应用电路•电磁兼容•PCB布线[M].北京:电子工业出版社,2007.

[3]侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2007.

[4]杨旭.开关电源技术[M].北京:机械工业出版社,2004.

[5]刘胜利.高频开关电源实用新技术[M].北京:机械工业出版社,2006.

[6][美]Abraham I Pressman.开关电源设计[M].王志强,译.北京:电子工业出版社,2005.

[7]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].4版.北京:机械工业出版社,2006.

[8]倪海东,蒋玉萍.高频开关电源集成控制器[M].北京:机械工业出版社,2005.

[9]Ben-Yaakov,Sam,Gregory Ivensky.Passive Lossless Snubbers for High Frequency PWM Converters[A].PESC′97[C].1997.

电源设计范文第7篇

关键词：射频识别 NRF24E1 射频卡 2.4GHz 80C51 休眠模式

1、引言

射频识别技术是无线电技术在自动识别领域应用中的具体运用。近年来，随着芯片技术，天线技术以及计算机技术的不断发展，RFID系统的体积，功耗越来越小，成本越来越低，操作快捷方便，加上其擅长多目标识别，运动目标识别，方便物品跟踪和物流管理的突出特点，本文属于无线射频传输（RFID）技术研究，主要针对近期RFID研究的主流2.4GHz频段的通信研究。RFID系统多采用主从通讯方式，读卡器和射频卡。该系统常用在仓储、物流、交通、考勤等场合，具有广阔的应用前景，且极具市场开发的潜力。

2、射频识别系统的硬件设计

2.1、本系统从功能上可以划分为以下几个部分：

（1）电源模块；（2）射频通讯模块（NRF24E1）；（3）鞭形天线；（4）EEPROM。

2.2、射频卡通信协议

（1）本射频卡能够发送自身信息，包括用户ID当前电压，能够进行上电自检，发送当前工作电压，每次发送3个字节1。

表2.1 射频卡每次发送的字节数

（2）本卡采用卡呼叫的主动通讯方式，能够支持10块射频卡同时工作，通讯距离达到20米（无遮挡）。

2.3 系统部分硬件的设计

2.3.1 电源模块

由于本系统的核心模块──无线收发芯片NF24E1只能工作在1.9～3.6V之间，所以，本系统采用的电源电压：应是工作在3.6V以下，此外，由于本卡工作于无线方式，以携带方便、灵活为其最大特点之一，所以不宜采用变压器，只能用电池供电。从经济实用的角度考虑，采用3V的CR_2032纽扣（Ni）电池，最大供应电压3V、电流220mA，其优点是工作-40℃～85℃之间、价格便宜、重量轻、通用性强且电流大。

2.3.2 射频通讯模块

本系统的射频通讯模块采用NRF24E1，NRF24E1是挪威Nordic公司2003年开发的一种嵌入了高性能单片机内核的高速单片无线收发模块8051。36引脚QFN封装；以NRF2401芯片结构为核心，将射频发射、接收、GMSK调制、解调、增强型8051内核、9位输入、12位ADC 、125频道、DART、SPI、PWM、RTC、WDT全部集成到单芯片中；内部有电压调节器和VDD电压监视，所有高频元件包括电感、振荡器等已经全部集成在芯片内部，性能稳定且不受外界电磁干扰；工作在全球开放的2.4GHz频段、勿需申请通信许可证。

2.3.3 天线的设计

对本系统这种定位于“低成本、低功耗、便携”的短距离的基于2.4GHz的通信系统而言，设计天线需要考虑以下因素：体积小、成本低、方便携带。基于这个前提，我选择了鞭形天线，根据鞭形天线理论，四分之一波长是理论上天线的最佳长度，所以有：

2.4 系统的PCB图要点

PCB设计对NRF24E1等整体性能影响很大，在PCB设计时，必须考虑到各种电磁干扰，注意调整电阻、电容和电感的位置，特别要注意电容的位置。NRF24E1的PCB一般都是双层扳，底层一般不放置元件，为地层，顶层的空余地方一般都敷上铜，这些铜通过过孔与地层的地相连。直流电源及电源滤波电容尽量靠近VDD引脚。NRF24E1的供电电源应通过电容隔开，这有利于给NRF24E1提供稳定电源。

3、射频识别系统软件设计

射频识别系统在软件设计上采用模块化设计，具体可分为如下子模块：初始化模块、系统配置模块、发送模块（发送卡信息）、接收（接收卡地址）模块、A/D转换模块和无线写卡模块等。射频卡主程序流程图附图1。

4、射频识别系统工作过程

4.1 射频识别卡功能和性能测试结果

本射频卡基本完成了毕设之初的各项要求，现将预期的功能和指标要求与射频卡实际性能列附表1。射频卡有一个I/O端口，工作于1、0两种方式，在对射频卡进行写卡时，工作于0方式，接受来发送设备的写卡信息，即卡自身的地址；工作于方式1时，是正常工作状态。

4.2系统耗电量评测

“低功耗”是本卡的一大特点，以下是测试方式与结果(使用两节普通的纽扣电池，电压分别为2.99V和3.01V) 附表2中的数据为测试结果。

从表中的测试结果可以看出，本卡的耗电量相当低，一节电池就能支持卡工作很长的时间。本卡的“低功耗”特性，得益于卡所采用的芯片。本卡采用的芯片为低功耗型元件，芯

片所有的组成元件均可工作于3.6V电压以下，且有NRF24E1中的组成元件具有休眠功能。本卡使用了NRF2401和ADC的休眠功能。

5、结论

目前国内对于RFID的研究才起步，本文的研究和设计是一次对RFID技术的重大探索，对于促进RFID技术的研究具有重大的意义。本文研究和设计的RFID电子标签是一款应用于物流、门禁和身份识别等中距离识别的产品，它已具有广泛的市场前景。

附表1 预期的功能和指标要求与射频卡实际性能对比表

附图1 射频卡主程序流程图

附表2 卡耗电量测试结果

参考文献：

[1]NODIC. NRF24E1/E2设计手册，NORDICLtd，2000.

[2]张殿东. 无线射频识别(电子标签)技术[J]. 电信技术，2005，2：8-9.

电源设计范文第8篇

关于车载电子设备，一般概念是指不涉及车辆控制与行车安全（诸如行驶系电子控制系统、安全系电子控制系统、传动系电子控制系统等等）的电子设备，是在汽车环境下能够独立使用的电子装置，他和汽车本身的性能并无直接关系，因而其大致可分为两类，一类是包括汽车信息系统、导航系统、音响系统及电视娱乐系统等等，是属于一般性的车辆辅助设备，另一类则是为执行特殊任务及工程任务的专用设备。对于这类车载电子设备，一般则有两种供电方式：一种是直接取用车上12V或24V车载电瓶，另一种是通过采用逆变器将电瓶电源转换为220V的交流电源，间接获得电源。然而这些方式下的设备总功率必将受到一定的限制，因此电源的效率是设计的重点，尤其是大规模集成电路以及数字电路的设备上的广泛应用，需要5V、3.3V以下的电源。

2.电源效率

2.1 逆变电源

由于是车载环境，设备的总功率受到限制，因此，对于采用220V的交流电作电源的设备，为了获得220V的交流电，工频逆变器则是关键部件，大多数是直接采用专业的单相逆变器，可提供比较大的输出功率，稳定的电压，谐波干扰小，负载能力强，有较高的电源效率。高端逆变器是纯正弦波电压输出，国外名牌产品尤其是欧美产品，效率都很高，可达到90%以上，而欧洲的标准是97.2%，但价格也昂贵，而国内产品则大都在90%以下，稍次点的是准正弦波逆变器，电源效率也很高，但电源谐波干扰相对较大，对要求高精度的设备不利，而方波逆变器则因为三次谐波较强而引起电磁污染严重，而且负载能力差，仅是额定负载的40~60%。概括来说，纯正弦波逆变器通过高质量的交流电，可驱动任意负载，但其技术要求及成本很高。而准正弦波逆变器，可以满足大部分的设备需求，价格适中，也是目前市场的主流产品，方波逆变器则技术含量低，效率不高而逐渐没有了市场。

2.2低压电源

低电压的直流稳压源，是大多数的电子装置及设备所必需的。就目前的技术，直流稳压电路中最常见的、应用最广的有线性稳压电源和开关稳压电源，它们各自都有一定的特点及适用范围。

2.2.1 线性稳压电源

直流线性稳压电源就其工作原理，简单地说，就是一个用等效的可变电阻器与负载串联或并联，通过控制可变电阻器发挥其分压或分流作用，使负载端电压保持恒定。

因此这类电源有一个共同的特点就是它的输出电压比输入电压低，其调整管工作在线性区，调整管与负载或串联或并联，通过改变调整管压降来稳定输出，属于降压型的稳压器。

此类电源优点是稳定性高，纹波小，可靠性高、元件最少、输出噪声最小、静态电流最小，价格也便宜。但是缺点也很突出，效率低，因调整管工作在放大状态，以致稳压器上的压降越大、负载电流越大，功耗就越大，效率更低。

2.2.2 开关型稳压电源

与线性电源相比，开关电源是运用“斩波”技术这一更为高效的工作方式。其核心是DC/DC变换电路，也称直流斩波电路。是一项能量（功率）控制技术，运用电感、电容的储能特性，通过可控开关的通断时程，间断地将输入的电能储存在电容（感）里，然后再释放给负载，从而提供合适的电能给负载。其输出的功率或电压的能力与占空比（由开关导通时间与整个开关的周期的比值）有关。

DC/DC变换电路就是将输入的直流电压变换成固定的或可调的输出直流电压。主要控制方式为脉冲宽度调制（PWM）控制，DC/DC变换电路广泛应用于开关电源。

根据电路的拓补结构，常见的DC/DC变换电路主要有非隔离型电路、隔离型电路等。

*非隔离型电路（无变压器）

非隔离型电路即各种直流斩波电路，根据电路形式的不同可以分为降压型电路、升压型电路、升降压电路、库克式斩波电路和全桥式斩波电路。其中降压式和升压式斩波电路是基本形式，升降压式和库克式是它们的组合，而全桥式则属于降压式类型。下面重点介绍斩波电路的工作原理、升压及降压斩波电路。

*隔离型电路（有变压器）

在非隔离型电路中加入变压器，将输入输出电路电气分离就可构成隔离型电路。

正激电路与反激电路之分，其特性与运用场合各有不同。

反激式：适用于200W以下的小功率供电，而小功率电子产品，在日常应用较为普及。开关管截止时，向次级输送能量，电路简单、元件数量较少、成本相对较低、输出电路中虽然用到滤波电感，但要求却不高（一般采用定值取值，而不必进行计算）。

正激式：开关管导通时传输能量，适合于200W以上的供电电路。它的高频变压器传输效率高于反激式，可使变压器体积更小、输出纹波较反激式小，但要计算滤波电感的参数，正激式的缺点：开关损耗大于反激式、噪声大于反激式、元件数目比反激式多。200W以上的电子产品在日常使用较少，反激式适用于200W以下的小功率供电，而小功率电子产品，在日常应用较为普及，这也就是反激式用量多于正激式的原因

整体而言，开关电源的优点是功耗小、效率高（可以达到80~95%）、稳压范围宽、稳定可靠、因工作在相对高频，滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少；缺点相对于线性电源来说成本较高、纹波较大，还可能带来难以克服的EMI问题。

3.低压电源设计

车载设备的电源主要取自电瓶12V/24V电源，以及通过逆变器而间接获得的220V交流电，由于是车载环境，在电源的使用上有其特殊性与局限性，因而在电源的选择上，提高电源效率是永恒原则，开关型直流稳压电源可满足对电源效率和安装体积有要求的地方，对于电磁干扰和电源纯净性有较高要求的地方多选用线性直流稳压电源，这是不得已的折中办法，必须根据具体要求，环境情况灵活运用。

在选择或设计一个电源之前，应当先充分了解和掌握不同性质的电源的性能特点，同时还需要预先清楚此电源所服务的都是些什么系统及设备，详细了解其对电源的要求和限制，对这些问题的掌握和透切了解，可大大降低成本和减少开发时间。

1、线性直流稳压电源在设计上，主要的技术措施是降低调整管的功耗。

1）控制输入输出电压差，通过设计选择合适的220V交流降压变压器的输出电压；

电路中要求提供较低电压的电源，如果功率也比较小，可通过稳压二极管等构成二次电源；

2）控制稳压源满负荷状态的输出功率，以降低总输出电流，必要时可将按并联方式供电的电子设备分作几部分，以便为其独立供电；

常用的线性串联型稳压电源芯片有：

* 78XX系列（正电压型），79XX系列（负电压型），（实际产品中，XX用数字表示，XX是多少，输出电压就是多少。例如7805，输出电压为5V），属于固定输出电压型；

* LM117/LM217/LM317（可调正电压型），LM137/LM237/LM337（可调负电压型）三端可调稳压器集成电路。