驱动电源设计
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驱动电源设计范文第1篇
关键词：LED DC/DC变换；功率因素；UC3843；恒流
中图分类号：TM46 文献标识码：A
Abstract：According to the design requirements of LED Current drirer， this design plan for a reasonable argument. The first stage power of factor correction adopted boost chopper circuit and its control chip is Fairchild's FAN7527. Isolated singleended flyback circuit buck type DC/DC converter was used as the second stage and its controller chips is TI's UC3843. In addition， to meet the output characteristics of constant current ，AP4310 was designed as constant current controller. Based on the above structure， experimental prototype of LED driver was realized. Through testing and analysis， experimental waveforms were consistent with the theoretical waveform and the proposed LED driver meets the design requirements.
Key words：LED DC / DC conversion；power factor correction；UC3843；constant current
1 引 言
近年来，能源危机使世界各国开始关注绿色节能照明问题，新型光源也应运而生。发光二极管（Lighting Emitting Diode，LED）具有高效、节能、无污染、模拟自然光等优点，在最近几年得到快速发展，逐渐成为照明市场的主流，世界各国政府和公司已投入大量资金用于白光LED的开发和推广。LED主要可应用于信号指示、装饰照明、景观照明，家具照明、路灯等，不同应用场合的照明必须设计对应的驱动电源才能满足需求[1-3]。
由于LED自身的伏安特性及温度特性，对驱动电源的要求非常高，必须研发可靠、稳定的驱动器与之匹配[4-5]。通常，对于LED驱动器的基本要求有：高功率因素（Power Factor Corrector，PFC），高效率，恒流控制等，本文选用最新应用控制芯片，通过合理的电路设计，完成了一款LED驱动电源。
2 方案论证
LED驱动电源设计中，通常采用桥式整流和电解电容滤波电路来实现AC/DC变换，为下级变换器提供直流电。由于整流二极管具有单向导电性，只有在正向偏置时才会导通，也就是交流输入电压的半个周期中，只有交流电压峰值高于电解电容电压整流二极管才会导通。因此，在交流电压的半个周期内，每对二极管的导通角往往只有60o-70o。虽然交流输入电压仍然能保持正弦，但输入电流却出现严重畸变，呈幅度很高的尖峰状脉冲，从而导致系统功率因素很低，一般仅有0.5-0.6，影响电源的利用率，对电能造成巨大浪费。此外，输入端产生的谐波电流也会对电网造成污染，影响电能质量和供电品质，同时也会对系统中其它电子设备产生干扰[6]。
美国能源部于2008年10月的固态照明光源“能源之星”规范要求：任何功率等驱动电源都需要强制进行功率因数校正；住宅应用LED灯具的功率因素>0.7，商业用LED灯具的功率因素>0.9。因此在本设计中首先应考虑功率因素校正环节。典型功率因素校正方式有无源PFC和有源PFC两种类型。无源PFC电路只使用二极管、电阻、电容和电感等无源元件，拓扑简单、成本低，但功率因素校正效果较差。实际LED驱动电源中较多采用有源PFC，有源功率因素校正技术是利用集成电路使电流波形主动跟随电压波形从而达到功率因素校正的目的，按电路拓扑结构可以分成降压式、升/降压式、反激式、升压式四种，本文选用比较成熟的是Boost升压式电路结构。
在直流供电方面，LED驱动电源按照驱动方式主要可以分为四类：电阻限流控制、线性控制、电荷泵变换器以及开关变换器等。开关变换器效率高、控制精准，可以实现宽范围的电压/电流控制，非常适合大功率多串式LED 的控制。其中典型降压型DC/DC变换有：非隔离降压型（Buck）、反激式拓扑、半桥拓扑。非隔离降压型一般应用在1-10W场合；反激式一般用在25W-100W左右场合；100W以上一般选用半桥拓扑，本文根据功率等级选择反激式隔离降压变换器[6]。
此外，为了保证LED光源稳定性及可调性，需要了解其基本电气特性，如图1所示为LED光通量与其正向电流、正向电压的关系曲线[7]。从图中可看到，LED的光通量仅取决于驱动电流的大小，LED 两端的电压近似为恒值。由此可知，LED 需要采用恒流控制，通过调节电流大小来调节 LED 的输出光通量。
3.1 PFC电路设计
PFC电路设计采用了升压型斩波电路，控制环节主要由仙童公司功率因素校正控制芯片FAN7527完成，电路设计如图3所示。输出电压经R4、R5电阻分压进入1号脚，芯片内部调节器输出与3脚输入的半波电压瞬时值相乘，乘法器输出作为电感参考电流指令，与4脚输入电流瞬时值比较，当输入电流值大于乘法器输出时，输出电平翻转，RS触发器置“0”，该电平由7脚输出，关断开关管。因此，乘法器输出电流即为通过开关管的电流的门限值，该门限值随输入电压的变化而近似呈正弦规律变化。当开光管关断后，变压器L2电流慢慢减小，当电流接近零时，又导致引脚5过零比较器的输出翻转，将RS触发器置“1”，开关管导通，电感电流增大。重复上面的过程，电流波形接近正弦波，从而达到功率因素校正的目的。
3.2 DC/DC直流变换电路设计
本级设计选用UC3843作为控制芯片，UC3843是高性能固定频率电流模式控制器，具有可微调的振荡器、精确的占空比控制、高增益误差放大器、大电流图腾式输出等优点，专为反激式DC/DC变换器应用而设置，只需很少外部元件就能获得成本效益高的解决方案，其电路设计如图4所示。变换器开关频率由R9、C12决定。反馈信号通过电阻R10、R11进入2脚，通过芯片内容高增益误差放大器构成控制环节，调节6脚输出占空比大小。开关管电流通过R13进行采样进入引脚3，当流过开关管电流超过给定值时，关断开关管。
3.3 恒流限压控制电路设计
如前所述，LED驱动电源必须采用恒流方式。恒流控制的方式很多，此处主要利用AP4310作为主控芯片，来实现恒流限压输出，AP4310内部结构主要是由2个运放组成，如图5所示。AP4310的3号引脚自带一个2.5V的基准电压（第一个运放的正向输入端），通过R20、R21输出电压采样反向输入端（2号引脚），该运放构成电压控制环，当方向输入电压过2.5V，输出端为低，这样反馈信号从光耦通过二极管D8到运放1的输出端，从而实现限压功能。同理，运放2用于调节电流，其同相端的参考电压值由R22、R23决定，反向输入端为从R16采样电流反馈的电压值，当过流时，其反相端电压超过同相，运放输出低电位，从而使光耦通过二极管D9导通，反馈到开关模块进行调节电流。
4 实验测试
根据以上设计电路，在实验室制作了一款LED驱动电源，实物图片如图6所示。
功率因素校正部分实验结果如图7和图8所示。图7为PFC电路电感电流和PWM驱动波形，图8 PFC电路电感电流和输出交流电压波形，通过图中可看出输入电流呈正弦，与输入电压相位接近，系统功率因素较整流电路有较大提高。
后级反激式DC/DC电路波形如图9和图10所示。图9中频率为71KHZ，占空比为36.49%。图8为样机输出电压和电流波形。
从以上波形可看出，设计的LED 驱动电源能较好的完成功率因素校正和恒流输出驱动LED发光的功能。
5 总 结
本次设计根据LED的驱动电源设计要求和，对从功率因素和电路能量变换角度确定了电路拓扑结构；在此基础上，设计了一款高功率因素的LED恒流驱动电源，通过实验验证了LED驱动电路的有效性。
参考文献
[1] 杨清德，康娅. LED及其工程应用[M].北京：人民邮电出版社，2010.
[2] 毛兴武，毛涵月，王佳宁. LED照明驱动电源与灯具设计[M].北京：人民邮电出版社，2011.
[3] 沈霞、王洪诚、蒋林.基于反激变化器的高功率因素LED驱动电源的设计[J].电力自动化设备，2011，3（1）：40-46.
[4] 房滕.90WLED驱动器的设计[D].杭州：杭州电子科技大学，2010.
[5] Beibei Wang， Xinbo Ruan， Kai Yao， and Ming Xu， A Method of Reducing the PeaktoAverage Ratio of LED Current for Electrolytic CapacitorLess ACDC Drivers[J].VOL. 25， NO. 3， MARCH 2010.
驱动电源设计范文第2篇
【关键词】LED路灯 恒流驱动电源 可靠性容差设计 正交试验 均匀试验
电子电路内的很多元器件的参数值在分散化加工、外界因素与老化反应的制约性常常会出现与标准值偏离的现象，而电子线路可靠性容差设计能够对上述现象起到缓解作用。本文在整合前人研究成果的基础上，应用了正交试验与均匀试验这两种数学手段，旨在实现优化以EDA为基准的可靠性容差设计方法，确保LED控制电路输出功率的实效性。
1 可靠性容差设计方式方法
1.1 正交试验的灵敏度分析
电路灵敏度实质上就是电子电路每个电路元器件参数对其输出特性的敏感程度。通常应用相对灵敏度去判别因素对目标特性造成的干扰程度，其可以用电路输出特性的相对变化量和元器件参档南喽员浠量之间的比值得出来。设f=f（x1，x2，x3…xn），其中f―电路的输出特性，xi―电路的输入特性。如果x10，x20…xn0为n个元器件参数的中心值，可以推导出Sfxi（相对灵敏度）的数学表达式如下：
在电路系统内部元器件类型多样化的情况下，电源灵敏度分析工作也将是繁重的，所以实验设计方式的辅助是优化试验质量的有效对策。正交试验为多因素试验的一种类型，其在整体试验中挑选出关键点开展试验，这些关键点带有匀称性与整齐性特征，具有较高的应用价值。在对LED路灯恒流驱动电源可靠性容差开展正交试验过程中，通常应用极差分析法达到对其灵敏度分析这一目标。
1.2 均匀试验的容差分析
在对LED路灯恒流驱动电源可靠性容差分析过程中，蒙特―卡罗分析方法具有较高的应用率。其应用原理可以概述为，当电路元部件参数与某种分布形态相匹配之时，借助组成电路系统的一些参数抽样值去实现分析电路性能参数偏差。该统计分析方法所取得的结果和真实值最为贴近，但是需要进行多次试验。
2 基于EDA仿真技术的LED路灯恒流驱动电源可靠性容差设计模式
在EDA仿真技术的协助下，LED路灯恒流驱动电源可靠性容差设计方法的程序图可以用图1表示出来。
对上述程序图进行解析，可以将LED电子线路可靠性容差设计方法分解为以下两个过程：过程Ⅰ为程序图中的1～3，其宗旨是明确电路性质与可靠度标准，并借助EAD软件开展仿真工作；过程Ⅱ为程序图中的4～8，在电子线路EAD模型、蒙特-卡罗分析、正交试验、均匀试验等数学方式方法的协助下，对LED路灯恒流驱动电源的容差进行科学的分析与配置，最后获得确切的容差设计结果。在没有满足标准的容差配置方案的情况下，需要进行9对LED电路参数进行重新设计与规划。
3 探究LED路灯恒流驱动电源技术标准
众所周知，LED路灯工作电压值处于较低的层次上，多数为（3.4士0.2）V，单颗LED芯片功率工作电流在0.20-1.40之间波动，并且为单向传导模式。为了确保LED路灯功率的正常输出，需要借助驱动电源把220V市电转变为LED正常工作的特定电压与电流。面对市面上多种LED路灯驱动电源，在对其选择之时应该对以下几点进行考虑：
3.1 输出恒流性优良
参照LED的电学属性，其安装的驱动电源务必要确保流经LED电路的电流始终维持恒流状态，也就是对LED纹波电流施以管控手段，使其电流值始终小于平均电流的20%。
3.2 LED驱动电源的功率因数（PF）应该处于较高的档次上
现阶段市面上销售的驱动电源都备有功率因数指标标准，所以可以借助功率因数校正（PFC）技术去实现提高驱动电源功率因数这一目标。
3.3 LED驱动电源应该体现出高效性
LED驱动电源效率在有所保障之时，不仅仅可以强化LED路灯发光明亮度，实现节能降耗这一目标达到节能的目的，同时借助降低能耗量的途径，达到降低LED表面温度的目标，这样LED路灯的使用年限就会延长。
3.4 驱动电源应该具备抑制电磁干扰（EMD）的功能
上述目标的实现，可以采取将EMI滤波器安装进LED驱动电源输入端口的形式，过滤剔除掉电网的干扰，同时预防驱动电源干扰电网。
4 结束语
现阶段，LED路灯驱动电源面对的最大问题就是使用年限过短，而导致这一问题衍生出来出的主要原因在于LED路灯驱动电源需配置电解电容。应用多样化数学手段可以实现优化ED路灯恒流驱动电源可靠性容差设计方案的目标，从而为LED路灯恒流驱动电源的可靠性指标的确立及模型的完善奠定基础，使LED路灯的智能调光优势彰显出来，为无线调光技术的发展铺路垫石。
参考文献
驱动电源设计范文第3篇
ADA4940-I是一款低功耗、低噪声、全差分放大器，采用SiGe互补双极性工艺制造，针对驱动16位和18位ADC而优化。如图1所示，该器件驱动18位、IMSPS ADC AD7982的差分输入，低噪声精密5V基准电压源ADR435用来提供ADC所需的5V参考。ADR435可提供充足的输出电流，并在AD7982的REF引脚端使用22“F去耦电容，无须基准电压源缓冲器。图1所示的所有IC均采用3mm×3IIlIn LFCSP或3mm×5mmMSOP小型封装，从而有助于降低电路板成本和空间。
ADA4940-1允许用户进行必要的信号调理，例如使用4个电阻衰减或放大信号，从而获得更大的动态范围。增益由反馈电阻（R2=R4）和增益电阻（R1=R3）比率来设定，R1=R2=R3=R4=lkΩ。对于平衡差分输入信号，有效输入阻抗为2×增益电阻（Rl或R3）=2kΩ，对于非平衡（单端）输入信号，有效阻抗约为1.33kΩ。
需要时，可在输入端并联一个端接电阻。
一个单极点2. 7MHz R-C（22Ω，2.7nF）滤波器放在运算放大器输出和ADC输入之间，有助干在ADC输入端限制噪声，减少来自SARADC输入端容性DAC的反冲。
AD7982采用2.5V VDD单电源供电，使用5V基准电压源和3V VIO时，1MSPS下的功耗仅为6.lmW。此外，该器件的功耗和吞吐速率呈线性变化关系，如图2所示。它内置一个低功耗、高速、18位采样ADC和一个多功能数字串行接口。ADC的基准电压可独立于电源电压（VDD）进行设置，后者决定ADC的输入满量程范围。这种情况下，用于AD7982的5V基准电压源从AD R435精密带隙基准电压源输出，并在外部施加于REF引脚；该基准电压源采用板载7.5V电源供电，典型功耗为4.65mW。
ADA4940-1采用5V单电源供电，功耗典型值为6.25mW。该器件的轨到轨输出可驱动至供电轨的O.1V范围内，而音频频率范围的交流性能下降幅度极小。其输出摆幅范围为0-5V，共模电压为2.5V，能为ADC提供满量程输入。
数据采集系统包括ADC驱动器、ADC和基准电压源的总功耗约为17mW。
全差分ADC驱动器噪声分析
这款18位、1MSPS数据采集系统的预期SNR理论值可通过每个噪声源的和方根（RSS）计算得到。
ADA4940-I在100 kHz时的低噪声性能典型值为3.9nV/√Hz，如图3所示。
必须计算差分放大器的噪声增益，以便计算等效的输出噪声。
差分放大器的噪声增益为：NG=2/（β1+β2）=2V/V；其中，β1=R1/（RI+R2）=0.5，β2=R3/（R3+R4）=0.5，两者皆为反馈系数。
应当考虑下列差分放大器噪声源：
由于ADA4940-1输入电压噪声为3. 9nV/√Hz，其差分输出噪声应当为7. 8nV/√Hz。
ADA4940-1数据手册中的共模输入电压噪声（eOCM）为83 nV/√Hz，因此其输出噪声为eOCMx（β1 β2）×NG=O。
给定带宽条件下，R1、R2、R3和R4电阻噪声可根据约翰逊奈奎斯特噪声方程计算。eRn=√4KBTR；其中，KB为玻尔兹曼常数（1.38065×l0-23：J/K），T为电阻绝对温度（开尔文），R为电阻值（Ω）。来自反馈电阻的噪声为e R2=e R4=4. 07nV/√Hz。来自R 1的噪声为eRlx（1 β1）×NG=4.07nV/√Hz，来自R 3的噪声为×（1-β2） xNG=4.07nV/√Hz。
ADA4940-1数据手册中的电流噪声为0.8lpA/√Hz。
反相输入电压噪声：iIN×R1∥R2×NG=O. 8lnV/√Hz.
同相输入电压噪声：iIN+×R3∥R4×NG=0.8lnV/√Hz。
因此，来自ADA4940的等效输出噪声贡献为：
ADC输入端（RC滤波器之后）的总积分噪声为11.33nV/√Hz×√（2.7×1.57MHz）=23.26μVrms。
AD7982的均方根噪声可根据数据手册中的5V基准电压源典型信噪比（SNR，98 dB）计算得到。
根据这些数据，ADC驱动器和ADC的总噪声贡献为：
注意，本例中忽略来自基准电压源的噪声，因为它非常小。
因此，数据采集系统的理论SNR可根据下式近似计算。 为了对此电路进行测试，音频精密信号发生器产生IOVpp差分输出，以便最大程度提升5V基准电压源情况下的ADC动态范围。输出共模电压为2.5V时，ADA4940-1各输出的摆幅在0-5V之间，相位相反，向ADC输入端提供增益为1、IOVpp的差分信号。AD7982在lkHz输入信号时，如图4中的FFT性能图所示，SNR典型值为96.67dB，THD典型值为111.03dB。这种情况下测得的SNR为96.67 dB，非常接近上文中的96.95dB SNR理论估算值。与数据手册中98dB的SNR相比，SNR的降低来自干ADA4940差分放大器电路的等效输出噪声。
ADA4940-1内部共模反馈环路强制共模输出电压等于施加到VOCM输入的电压，提供了出色的输出平衡。当两个反馈系数（β1和β2）不相等时，差分输出电压取决于VOCM；此时，输出幅度或相位的任何不平衡都会在输出端产生不良共模成分，导致差分输出冗余噪声和失调。因此，在这种情况下（如β1和β2）），输入源阻抗和RI（R3）的组合应等于lkΩ，以避免各输出信号的共模电压失配，并防止ADA4940-I的共模噪声增加。
驱动电源设计范文第4篇
关键词： ARM； 压电陶瓷； 驱动电源； PI控制器
中图分类号： TN911?34； TP368.1 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）14?0166?05
High?resolution piezoelectric ceramic actuator power supply based on ARM
GE Chuan， LI Peng?zhi， ZHANG Ming?chao， YAN Feng
（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）
Abstract： According to the requirement of the micro piezoelectric actuator for driving power supply， a piezoelectric actuator power supply system was designed. In this paper， the digital circuit and analog circuit in the power supply system were described in detail. The accuracy and the stability of the actuator power supply were analyzed and improved. Finally， the performance of the power supply was verified in experiment. The experimental results indicate that the output voltage noise of the designed power supply is lower than 0.43 mV， the maximum nonlinear output error is less than 0.024%， and the resolution can reach 1.44 mV， which can meet the requirement of static positioning control in the high resolution micro?displacement system.
Keywords： ARM； piezoelectric ceramic； driving power supply； PI controller
0 引 言
压电陶瓷驱动器（PZT）是微位移平台的核心，其主要原理是利用压电陶瓷的逆压电效应产生形变，从而驱动执行元件发生微位移。压电陶瓷驱动器具有分辨率高、响应频率快、推力大和体积小等优点，在航空航天、机器人、微机电系统、精密加工以及生物工程等领域中得到了广泛的应用[1?3]。然而压电陶瓷驱动器的应用离不开性能良好的压电陶瓷驱动电源。要实现纳米级定位的应用，压电陶瓷驱动电源的输出电压需要在一定范围内连续可调，同时电压分辨率需要达到毫伏级。因此压电陶瓷驱动电源技术已成为压电微位移平台中的关键技术[3]。
1 压电驱动电源的系统结构
1.1 压电驱动电源的分类
随着压电陶瓷微位移定位技术的发展，各种专用于压电陶瓷微位移机构的驱动电源应运而生。目前驱动电源的形式主要有电荷控制式和直流放大式两种。电荷控制式驱动电源存在零点漂移，低频特性差的特点限制其应用[4]。而直流放大式驱动电源具有静态性能好、集成度高、结构简单等特点，因而本文的设计原理采用直流放大式压电驱动电源。直流放大式电源的原理如图1所示。
图1 直流放大式压电驱动电源原理
1.2 直流放大式压电驱动电源的系统结构
驱动电源电路主要由微处理器、D/A转换电路和线性放大电路组成。通过微处理器控制D/A产生高精度、连续可调的直流电压（0～10 V），通过放大电路对D/A输出的直流电压做线性放大和功率放大从而控制PZT驱动精密定位平台。
该设计中采用LPC2131作为微处理器，用于产生控制信号及波形；采用18位电压输出DA芯片AD5781作为D/A转换电路的主芯片，产生连续可调的直流低压信号；采用APEX公司的功率放大器PA78作为功率放大器件，输出0～100 V的高压信号从而驱动PZT。为实现高分辨率压电驱动器的应用，压电驱动电源分辨率的设计指标达到1 mV量级。
2 基于ARM的低压电路设计
2.1 ARM控制器简介
压电陶瓷驱动电源中ARM控制器主要提供两方面功能：作为通信设备提供通用的输入/输出接口；作为控制器运行相关控制算法以及产生控制信号或波形实现PZT的静态定位操作。针对如上需求，本设计采用LPC2131作为主控制器[5]，LPC2131是Philips公司生产的基于支持实时仿真和跟踪的32位ARM7TDMI?S?CPU的微控制器，主频可达到60 MHz；LPC2131内部具有8 KB片内静态RAM和32 KB嵌入的高速FLASH存储器；具有两个通用UART接口、I2C接口和一个SPI接口。由于LPC2131具有较高的数据处理能力和丰富的接口资源使其能够作为压电驱动电源的控制芯片。
2.2 D/A电路设计
由于压电驱动电源要求输出电压范围为0～100 V，分辨率达到毫伏级，所以D/A的分辨率需达到亚毫伏级。本设计采用AD5781作为D/A器件。AD5781是一款SPI接口的18位高精度转换器，输出电压范围-10～10 V，提供±0.5 LSB INL，±0.5 LSB DNL和7.5 nV/噪声频谱密度。另外，AD5781还具有极低的温漂（0.05 ppm/℃）特性。因此，该D/A转换器芯片特别适合于精密模拟数据的获取与控制。D/A电路设计如图2所示。
在硬件电路设计中，由于AD5781采用的精密架构，要求强制检测缓冲其电压基准输入，确保达到规定的线性度。因此选择用于缓冲基准输入的放大器应具有低噪声、低温漂和低输入偏置电流特性。这里选用AD8676，AD8676是一款超精密、36 V、2.8 nV/双通道运算放大器，具有0.6 μV/℃低失调漂移和2 nA输入偏置电流，因而能为AD5781提供精密电压基准。通过下拉电阻将AD5781的CLR和LDAC引脚电平拉低，用于设置AD5781为DAC二进制寄存器编码格式和配置输出在SYNC的上升沿更新。
图2 AD5781硬件设计电路图
在ARM端的软件设计中，除正确配置AD5781的相关寄存器外，还应正确配置SPI的时钟相位、时钟极性和通信模式[5]。正确的SPI接口时序配置图如图3所示。
图3 主模式下的SPI通信时序图
3 高压线性放大电路设计
本文压电驱动电源采用直流放大原理，通过高压线性放大电路得到0～100 V连续可调的直流电压驱动压电陶瓷。放大电路决定着电源输出电压的分辨率和线性度， 是整个电源的关键。
3.1 经典线性放大电路设计
放大电路采用美国APEX公司生产的高压运算放大器PA78作为主芯片。PA78的输入失调电压为8 mV，温漂-63 V/°C，转换速率350 V/μs，输入阻抗108 Ω，输出阻抗44 Ω，共模抑制比118 dB。基于PA78的线性放大电路设计如图4所示。配置PA78为正向放大器，放大倍数为，得到输出电压范围为0～100 V。
如果运放两个输入端上的电压均为0 V，则输出端电压也应该等于0 V。但事实上，由于放大器制造工艺的原因，不可避免地造成同相和反相输入端的不匹配，使输出端总有一些电压，该电压称为失调电压。失调电压随着温度的变化而改变，这种现象被称为温度漂移（温漂），温漂的大小随时间而变化。PA78的失调电压和温漂分别为8 mV、-63 V/°C，并且失调电压和温漂都是随机的，使PA78无法应用于毫伏级分辨率的电压输出，需要对放大电路进行改进。
图4 线性放大电路
3.2 放大电路的改进
这里将PA78视为被控对象G（S），将失调电压和温漂视为扰动N（S），这样就把提高放大器输出电压精度转化成减小控制系统的稳态误差的控制器设计的问题。在控制器的设计中常用的校正方法有串联校正和反馈校正两种[6]。一般来说反馈校正所需的元件数少、电路简单。但是在高压放大电路中，反馈信号是由PA78的输出级提供。反馈信号的功率较高，为元件选型和电路设计带来不便，故线性放大电路中不使用反馈校正法[7]。而在串联校正方法中，有源器件的输入不包含高压反馈信号，所以该设计采用串联校正方法，采用模拟PI（比例?积分）控制器G1（S）进行校正，如图5所示。
图5 放大电路串联校正控制系统
图5中，PI控制器将输出信号c（t）同时成比例的反应输入信号e（t）及其积分，即：
（1）
对式（1）进行拉普拉斯变换得：
（2）
由式（2）观察可得，PI控制器相当于在控制系统中增加了一个位于原点的开环极点，开环极点的存在可以提高系统的型别，由于系统的型别的提高可以减小系统的阶跃扰动稳态误差（对于线性放大电路，可视失调电压和温漂为阶跃扰动[8]）。同时PI控制器还增加了一个位于复平面中左半平面的开环零点，复实零点的增加可以提高系统的阻尼程度，从而改善系统的动态性能，缓解由牺牲的动态性能换取稳态性能对系统产生的不利影响[9]。
放大电路的设计中采用有源模拟PI控制器，改进后的线性放大电路如图6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的输入失调电压低于50 μV（满温度行程下），电压噪声≤0.04 μV（P?P）@0.1～10 Hz，因此适合用于串联校正环节，以提高系统稳态性能、减小输出电压漂移。
校正环节的系统函数为，其中、，调节R7，R8和C4的参数值，达到减小输出误差的目的。
3.3 相位补偿
从工程角度考虑，由于干扰源的存在，会使系统的稳定性发生变化，导致系统发生震荡。因此保证控制系统具有一定的抗干扰性的方法是使系统具有一定的稳定裕度即相角裕度。
由于实际电路中存在杂散电容，其中放大器反向输入端的对地电容对系统的稳定性有较大的影响[10]。如图6所示，采用C5和C6补偿反向端的杂散电容。从系统函数的角度看，即构成超前校正[10]，增加开环系统的开环截止频率，从事增加系统带宽提高响应速度。
PA78有两对相位补偿引脚，通过外部的RC网络对放大器内部的零极点进行补偿。通过PA78的数据表可知，PA78内部的零极点位于高频段。根据控制系统抗噪声能力的需求，配置RC网络使高频段的幅值特性曲线迅速衰减，从而提高系统的抗干扰能力。图6中，R4，C1与R5，C2构成RC补偿网络。
图6 改进后的线性放大电路
此外电路中C3的作用是防止输出信号下降沿的振动引起的干扰；R10起到偏置电阻的作用，将电源电流注入到放大器的输出级，提高PA78的驱动能力。
将PI控制器的参数分别设置为KP=10、KI=0.02；超前校正补偿电容分别为12 pF和220 pF；RC补偿网络为R=10 kΩ、C=22 pF。利用线性放大电路的Spice模型进行仿真得到幅频特性和相频特性曲线如图7所示。从图中观察可得，放大系统的带宽可达100 kHz，从而保证了系统良好的动态特性，同时相角裕度γ>60°使系统具有较高的稳定性（由于PZT的负载电抗特性一般呈容性，所以留有较大的相角裕度十分必要）。
图7 改进的放大电路的幅频和相频特性曲线
4 驱动电源实验结果
实验用压电陶瓷驱动电源的稳压电源采用长峰朝阳电源公司的4NIC?X56ACDC直流电源，输出电压精度≤1%，电压调整率≤0.5%，电压纹波≤1 mV（RMS）、10 mV（P?P）。测量设备采用KEITHLEY 2000 6 1/2 Multimeter。
首先对DAC输出分辨率进行测量，ARM控制器输出持续5 s的阶跃信号，同时在DAC输出端对电压信号进行测量，将测量结果部分显示见图8。图8中显示AD5781的输出电压分辨率可达3.89e-5 V，即38.9 μV。
在模拟电路中，噪声是不可避免的。对于压电驱动电源来说，噪声的等级限制了驱动电源的输出分辨率。图9分别给出经典放大电路和改进后的放大电路的测试噪声。从图中可得通过使用PI控制器和相位补偿元件将压电驱动电源的输出噪声从1.82 mV（RMS）降低至0.43 mV（RMS）。
图8 DAC分辨率实验图
图9 放大电路噪声图
图10给出了放大电路的输出分辨率，放大电路的分辨率决定了PZT的定位精度，如要实现纳米级的定位精度，驱动电源的分辨率需要达到毫伏级。图10中，输出电压的分辨率可达到1.44 mV。
图10 放大电路分辨率实验图
最后，给出驱动电源电压线性度曲线。线性度能够真实的反映出输出值相对于输入真值的偏差程度[11]。线性度曲线如图11所示。得到拟合直线Yfit=9.846Vin+0.024 2，最大非线性误差为0.024%，能够满足精密定位需求。
5 结 论
本文设计的基于ARM的高分辨率压电陶瓷驱动电源采用直流放大原理，具有低电路噪声、高分辨率和低输出非线性度等特性，同时驱动电源的带宽可达100 kHz。以上特性使本文设计的压电驱动电源能够应用于纳米级静态定位的需求，由于其性价比高、结构简单，故具有很高的实用价值。
图11 输出电压曲线和非线性度曲线
参考文献
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驱动电源设计范文第5篇
【关键词】LED;可靠性;驱动电源;散热
1.引言
随着LED技术的飞速发展，LED灯具已经被人们广泛认可，发展潜力巨大，但是，目前还存在着标准和检测体系不完善的问题，导致市场上LED灯具的质量参差不齐，与理论上LED灯具的高可靠性有很大的差距，很大程度的限制了LED灯具更好的发展。本文主要对影响LED灯具的主要因素进行分析，并对提高LED灯具寿命的途径进行了说明。
2.影响LED灯具寿命的主要因素分析
LED灯具是由LED光源、驱动电源、散热部件以及透镜组合而成。通过以3WLED球泡灯为样品，在市场上选用多种品牌LED灯，进行高温老化实验和过流老化实验，实验结果显示，目前市场上一部分灯具的寿命是由LED光源的光衰和色衰引起的，另一部分灯具的寿命是由驱动电源的寿命决定，还有一小部分是由其他原因引起，如透镜的损坏导致了LED灯具无法使用。
2.1 LED光源影响LED灯具寿命
对于LED光源本身，它的寿命非常长，但是，LED光源总要装在灯具中才能使用，LED单独作用和LED在灯具中工作是有差距的[1]，从工作环境，电参数，热参数等方面都是有差别的。经过分析，LED光源的失效主要有以下几种失效模式，这几种失效模式中有任何一种失效模式出现，都会造成不同程度的LED失效，也可能同时引发其他的失效模式出现，进而加剧LED的失效。
（1）过热应力失效：是由于LED内部的温度大于其额定工作值或由于LED周期性的热量变化而引起的LED失效;
（2）封装失效：是在LED生产或者封装的过程中，由于方法不正确或其他原因而引起的LED失效;
（3）过电应力失效：是由于LED工作中的瞬时过高电流或承受高于额定电流值的参数而引起的LED失效;
（4）芯片失效：是LED芯片本身的缺陷或其他因素造成芯片的失效。
对LED光源来说，根据它的热学性能分析，LED的电能中只有一小部分转化为光能，还有大部分的电能要转化为热能，研究显示，电能光能转换的效率只有20%左右，还有大概80%的电能都转化成热能[2]。随着工作温度的上升，LED会产生光衰，从而导致失效。根据美国照明工程学会（IES）制定的LM-80标准显示，LED光源的寿命是以光通量参数随工作时间而衰减，通常情况，光通量衰减为初始值的70%时认为寿命终结。
2.2 驱动电源影响LED灯具寿命
对于LED灯具来说，除了LED光源的光衰问题是影响其寿命的重要参数之外，驱动电源质量的好坏也直接影响着LED寿命。驱动电源在LED灯具中的作用如心脏一样也是一个非常重要的部分，LED灯具不像其他照明产品可以直接使用市电工作，而是需要驱动电压在2-3V的范围之内才能驱动，因此对驱动电路的要求很高，对于不同使用条件下的LED灯，需要配套各自适用的电源适配器。驱动电源的寿命直接影响着LED整灯的寿命，尤其是驱动电源中的关键器件的寿命直接影响驱动寿命，如电解电容在高温下寿命会大大缩短，在电解电容的工作中，由于电解液的作用导致阳极金属氧化膜不断增厚，最终会使电容值C不断下降，同时，随着工作温度及工作时间增加，电解电容中的电解液会不同程度的挥发，导致驱动电源失效。在电子元器件中，通常有“十度法则”，即器件温度每升高10℃，则器件的寿命将会缩短1/3到1/2，因此可以看出温度对电子元器件影响较为显著[3]。
对驱动电源的设计一般要满足以下几点要求：
（1）工作稳定：驱动电源要与灯具的长寿命特性相适应，要求能长时间稳定工作。
（2）转化效率高：电源的效率高了，可以降低它的功耗，减少灯具内部的发热量，从而降低灯具的温升。
（3）浪涌保护：LED抗浪涌的能力较差，特别是抗反向电压能力较差，一定要重视驱动电源的浪涌保护。
（4）保护功能：在异常状态下，如LED开路、短路、驱动电路故障等，电路要对自身和LED起到良好的保护作用。
2.3 其他因素影响LED灯具寿命
除了LED光源的失效和驱动电源的失效，还有一些其他因素对LED灯具寿命都有影响。如：透镜在不同环境中容易受损或变形，导致LED灯具无法正常使用;封装的不合理导致LED整灯结构损坏，无法使用;防护措施不到位，使得潮湿、灰尘等因素对LED灯具的使用有很大影响。
3.提高LED灯具寿命的途径
3.1 提高LED光源的寿命
（1）对封装材料的质量严格把关，如导电胶、硅胶、荧光粉、环氧、固晶材料、基座等。
（2）封装结构合理设计，比如不合理的封装会产生应力、引起断裂等。
（3）提高工艺技术，比如固化温度、压焊、封胶、装片和时间等都要严格按照要求进行。
3.2 提高驱动电源的寿命
（1）选择高品质、长寿命的电容是提高驱动电源寿命的有效途径。
（2）降低流过电容的纹波电流和工作电压。
（3）提高电源驱动的效率，降低元件的热阻。
（4）做好防水处理等防护措施，同时要注重导热胶的选择。
3.3 解决好散热问题
温度对LED照明产品的寿命影响很大，散热设计的好坏是LED灯具寿命的一个关键因素。用同等质量的芯片放入不同设计的灯具中，寿命相差很大，甚至能达到几十倍，所以，一种灯具的设计成功与否，除光路系统以外，其散热系统起着决定性作用。
对LED灯具的设计要求热阻比较低[4]。LED散热一般包括系统级散热以及封装级散热，要降低灯具热阻就必须同时考虑这两种散热，封装级散热是在LED光源生产的过程中通过对封装材料、封装结构以及工艺水平的设计从而达到散热的目的。在封装散热设计方面，目前主要存在的有硅基倒装芯片结构，金属电路板结构散热，有固晶材料，环氧树脂等材料散热。系统级级散热主要是通过对相关技术的研究，从而对散热器进行创新和改进，随着大功率LED的普及，功率也越来越大，目前，系统级散热主要有热电制冷散热、热管散热和风冷强制散热等方法结构。
解决好散热问题是提高LED灯具寿命的有效途径，需要进一步的研究和创新。
4.小结
面对市场上LED灯具质量的问题，结合相关实验，对影响LED灯具寿命的主要因素进行了分析，主要存在LED光源引起的失效，LED驱动电源引起的失效，还有一些其他因素引起的失效。最后对有效提高LED灯具寿命的几种途径进行了说明，对LED灯具寿命的提高以及质量的保证有很大的意义。
参考文献
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驱动电源设计范文第6篇
【关键词】数字电源 结构原理 问题 优化设计
1 数字电源
1.1 数字电源的概述
目前，数字电源有多种定义。
第一种定义为：通过数字接口，控制开关电源，强调的是，数字电源的“通信”功能”。
第二种定义为：具有数字控制，开关电源的功能，强调的是，数字电源的“数控”功能。
第三种定义为：具有数字监测，开关电源的功能，强调的是，数字电源对温度等参数的“监测”功能，通过设定开关电源的内部参数，来改变其外在特性，在“电源控制”的基础上，增加了“电源管理”。相比传统的模拟电源，数字电源的区别，是控制和通信部分。在应用场合，简单易用、参数变更要求少，模拟电源产品更具优势。此外，相对模拟电源，在多系统业务中，数字电源，通过软件编程，来实现多方面的应用。数字电源有用DSP和MCU控制的。对于DSP控制的电源，采用数字滤波方式，而MCU控制的电源，能满足电源的需求，反应速度快、电源稳压性能好。
1.2 数字电源的特点
数字电源系统具有以下特点：
（1）数模组件组合优化：实现了开关电源中，模拟组件与数字组件的优化组合。采用“整合数字电源”技术。
（2）控制智能化：对于传统的，由微控制器（μP或μC）控制，开关的电源.而它是以，数字信号处理器（DSP）或微控制器（MCU为核心，智能化开关电源构成系统是“数字电源驱动器及PWM控制器”。
（3）控制精度高：数字电源，实现多相位控制、非线性控制、负载均流、故障预测等功能；发挥数字信号处理器及微控制器的优势，这样设计的数字电源，达到高技术指标，为绿色节能型开关电源提供条件。
（4）集成度高：对于高集成度，将大量的分立式元器件，整合到一个芯片或一组芯片中。实现了，电源系统单片集成化。
（5）模块化程度高：分布式的数字电源系统就易于构成。
2 数字电源结构
2.1 PWM控制器
双端推挽式PWM控制器是UCD8220/8620，其受DSP或MCU数字控制的。二者的区别是，低压启动UCD8220即 48V，而UCD8620内部，增加高压启动电路即110V。UCD8220的内部，主要包括：“3.3v电压调整器、基准电压源、脉宽调制器（PWM）、驱动逻辑、推挽式驱动器、欠压关断电路、限流电路、电流检测电路”。 在峰值电流模式或电压模式下，UCD8220/8620能够运行，即对极限电流的编程，输出极限电流数字标志。
2.2 数字信号处理器（DSP）
UCD950是数字电源系统，配套的数字信号处理器，它们内部主要包含 ：“32位CPU、时钟振荡器、32位定时器、看门狗电路、内外部中断控制器、SCI总线、SPI总线、CAN总线及I C总线接口、l2路PWM信号输出、系统控制器、16通道12位和ADC、16K×16 Flash、6K×16 SARAM、1K×16ROM”。利用Power PADTM HTSSOP和QFN软件包，可进行编程。它采用标准的是“3.3v”输入或输出接口，其与UCD8K系列的完全兼容。
2.3 数字电源驱动器
数字控制电源驱动器芯片，大部分是UCD7100/7201，二者的区别是：可驱动MosFET开关功率管，可适配UCD9110/9501型数字控制器；UCD7100为单端输出，而UCD7201为双端输出；额定输出电流均为±4A；对于主控制器，可监控输出的电流，快速检测，过流故障而关断电源；检测周期仅为 25ns。
3 数字电源面临的问题
数字电源，有很多优点，但仍有缺点。数字电源，需要一个采样、量化和处理的过程，做出反馈，即对负载的变化，而目前，它对负载变化的响应速度，比模拟电源慢。精度和效率比模拟电源差。数字电源占板面积，大于模拟电源。在负载点（POL）系统中，数字控制优点非常明显，而在简单应用中，模拟电源仍占有优势。考虑到数字电源，解决方案的优点，数字电源，虽然技术复杂，但使用不复杂。要求设计人员，具有一定的程序设计能力，目前，电源设计人员，普遍模拟设计为主，缺乏编程训练。这对数字电源的推广，也造成了一定的障碍。每次AD转换后，数字芯片，将得到的结果，送到系统中央处理器，由处理器，对取样的值，进行运算和PI调节。
另外，人们对数字电源的认识，不像模拟电源那样，经过了多年应用的考验。对其的可靠性有疑问。虽然数字电路，在概念上，优于模拟电路，可靠性是设计的问题，而不是数字化的问题。
4 数字电源电路优化设计
我们采用智能化数字电源，其系统由：“PWM、电源驱动器、DSP、接口电路、显示器和键盘”6部分组成。系统框图如图1所示。
对于图中的数字信号处理器，UCD9501，通过接口芯片与键盘和显示器相连，对于用户，不仅能从显示器上，观察到当前的电源参数，还可通过，键盘随时修改电源参数。为了简化配置，也可由：“数字信号处理器（UCD9501）和数字控制电源驱动器（UCD7100）”构成智能化数字电源系统。
5 结语
总而言之，数字电源系统，具有高集成度、高性价比、电源管理功能完善、电路简单、能面向用户设计等显著优点，实现了智能化电源系统，优化设计和创造。在应用场合中，简单易用、参数变更不多，模拟电源产品，具有很多优势，其应用的针对性，可以通过硬件固化来实现。
参考文献
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驱动电源设计范文第7篇
[关键词] 整流滤波 IPM智能模块 光耦隔离
0 引言
随着电力电子技术、交流变频技术、微机控制技术以及各种电力电子器件、数字处理器、智能模块的快速发展和应用，电动机的数字化控制已经成为目前工控领域应用发展的趋势。在提高工作效率，减少资源污染与浪费，提高电机各种运行性能的要求下，电机的数字化控制系统已经是本领域研究的热点。
其中的电源部分则起着举足轻重的作用。功率开关电路、整流逆变单元、驱动保护等电路及产品型号的选择、电子元器件参数的选择合理与否，都将会直接影响电路中谐波干扰、电压值的大小、能否在安全余量内正常驱动等问题。因此，电源部分的设计在整个控制系统中有着重大而现实的意义。
本文以基于TI公司TMS32OF2000系列DSP的三相电机数字化控制系统研究这一实验项目为应用平台，重点研究了系统电源部分电路设计，主要包括整流、DIP-IPM逆变、过压欠压保护电路、光耦隔离、辅助电源转换电路等，其优越性体现在实现电压值多路输出的同时，又可以使元件稳定可靠地工作，实现系统的抗干扰稳定运行。实验及应用结果表明该电路具有良好的性能和很高的应用价值。
该控制系统选用功率为0.75kW，额定转速为1500r/min的Y型交流电机。文中所用元器件参数及各种模块的选取均是根据电机运行参数而定。
1 系统硬件驱动框图
电机数字化控制系统的控制部分以DSP为核心，另外还要电源处理模块、IPM驱动隔离控制模块、脉冲形成、转速位置检测模块、电流检测模块、、显示模块、键盘接口模块等电路。电源部分的主电路采用交－直－交电压型变频电路，其中包括桥式整流、滤波电容和智能功率模块IPM。本文重点讨论控制系统中所涉及到的电源部分电路设计及部分元器件参数选择。总体结构原理图如图1所示，其工作原理是：DSP接受采样电流和电压信号、电机转速和转子位置信号，运用控制算法，得到PWM控制信号，经光耦隔离电路后，驱动IPM开关器件。当系统出现短路、过流、过压、欠压、过热等故障时，DSP将封锁PWM输出信号，关断IPM的输出，并通过指示灯显示。
2 电源部分主电路
2.1 整流电路
本系统为强、弱电结合的系统，驱动部分电路的电压有200V以上，如果强弱电之间互相耦合，很难保证系统的可靠运行。系统电源分为控制部分和驱动部分，控制部分需要＋5V、±15V三路电源，其中＋5V给芯片及霍尔电流传感器供电，±15V给运放及外部保护电路供电；驱动部分需要＋5V、＋15V、＋200V三路电源，其中＋SV给光耦供电，＋15V给IPM供电，逆变出的＋200V为母线电压。
如图2所示，为了获得一个直流电压，单输入电源从压电变压器出来，经过一个单相二极管桥式稳压整流器，输出的电流通过负温度系数热敏电阻NTC和大功率感应继电器。整流电压波形的滤波采用电解电容滤波器滤波，其电容量大小决定了整流电压的平均值和输出纹波电压的大小，同时还影响逆变电路返回续流时电压升高的大小。因为直流电源要保持一个相对稳定的状态，那么电容器C要选择至少十倍于压电驱动器的电容值。C7主要起高频旁路作用，减小电解电容高频损耗和整流电路承受的尖峰电压。压电变压器的作用是提供一个稳定的电压输出。
当热敏电阻的端电压小于击穿电压时，其电阻值特别大，接近断路；其端电压超过一定值后阻值将迅速下降，电阻接近短路，从而允许高达上千安培的电流流过，起到对后级电路的保护作用。在本模块中由于采用三相220V供电，考虑到市电电压较高(250V)时，最大输入电压的峰值约为350V，所以设计时选用390V的热敏电阻，瞬时可流过电流3000A。感应继电器选择JQX-15F型号，其切换功率可达7500VA。热敏电阻和感应继电器可以有效的起到隔热、安全保护、抑制浪涌电压的作用。
整流电路功能是把AC220V/50Hz的市电进行整流滤波后，转换成的稳定直流电源VDC经过变压器、三端可调稳压管、低压输出电压调节器即可实现＋5V、±15V等多路输出，供给功率变换电路。该整流还具有EMI滤波、功率因数校正功能，对电网污染进行双向隔离，以提高整机的电磁兼容性能。
2.2 逆变及功率驱动
(1)智能功率模块IPM简介
智能功率模块IPM是Intelligent Power Module的缩写，兼有GTR(大功率晶体管)高电流、低饱和电压和高耐压的优点，以及MOSFET(场效应晶体管)高输入阻抗、高开关频率和低驱动功率的优点，而且内部集成了逻辑、控制、检测和保护电路，使用起来更为方便。
本文选用的三菱公司IPM智能模块PS21265，采用第五代IGBT工艺，内置优化后的栅极驱动和保护电路，内部过电压、过电流和过热等故障检测电路可将检测信号送到CPU，确保系统安全。智能模块的作用是对输入的电压直流量、PWM驱动信号进行逆变驱动和保护，完成功率驱动。选用该模块的优越性主要体现在控制芯片计算出三相PWM结果直接输送给IPM智能模块，不需再考虑驱动问题，可以减小开发周期，还可以大大减小系统的体积。功率器件的配置、散热乃至驱动问题在模块中即可得到解决，因而易于使用，可靠性高，用户只需要了解接口电路和定义，很快可以组成运行系统。
(2)功率驱动模块硬件电路
逆变电路是该电源部分的关键电路，其功能是实现DC/AC的功率变换；基本工作原理是：DSP产生的三相PWM控制脉冲，经光耦隔离电路后输出UH、VII、WH、UL、VL、WL六路脉冲信号，经过内部脉冲放大驱动电路后，分别控制IPM中的IGBT管T1～T6的开通与关断，将单相直流电压逆变为三相交流电压，改变调制信号的周期与幅值，也就改变了主开关的输出脉冲周期与占空比，从而得到所要求的交流电。输出信号Uol、Vol、Wol经斩波稳压处理后可直接通三相交流电机负载。
因为此系统是速度位置闭环控制系统，电机转子上的霍尔传感器检测到的位置速度信号经过A/D转换输入给DSP，DSP根据电压波动自动调节PWM脉冲，进而调节电压输出。此过程动态响应迅速，能够实现自动调节，与传统电机运行相比则具有很好的节能效果。
此逆变过程，由上文介绍的智能型IPM功率模块PS21265完成。IPM出现过流、过温、短路故障时将输出报警信号，将此信号输入到DSP的PDPINT引脚，当有任何故障状态出现时，PDPINT引脚被拉为低电平，此时DSP内定时器立即停止计数，所有PWM输出引脚全部呈高阻状态，及时产生中断信号，通知DSP有异常情况发生。整个过程不需要程序干预，全部自动完成，实现各种故障状态的快速处理非常有用。该电路把前级逆变器正弦电压滤波输出供给负载使用，并实现功率级与负载的隔离，包括输出LC滤波电路和三相隔离变压器。模块电路简单，可靠性高，整机工作效率高。电路图如图3所示。
3 过压欠压保护
驱动电路部分的电压达到200V以上，若出现故障不做保护，将会导致逆变电路损坏，甚至使前级电路击穿，而且IPM正常工作对电源的要求也相当高，而IPM自身的保护电路不具有保持性，因此还需要辅助的保护电路实现完善的系统保护。所以，对电路保护设计了双重监测和保护，既监测整流后的直流电流，同时分别监测相电流。电压保护设有输入及输出过压保护和欠压保护，使安全保护性能更加完善。
如图4，电网电压整流为直流电压信号VDC，经电解电容C平波得到稳定的直流电平，再与两个给定电位(一为过压，另一为欠压)比较，结果得到过压(欠压)输出信号HV(LV)。正常情况下，隔离电路不通，当发生过压(欠压)状态时，HV(LV)信号变低，从而触发DSP的NMI中断，调用过欠压中断处理程序，封锁交流脉冲，切断输入，起到保护作用。
通过以上保护措施，既可有效地降低因使用或负载因素对电源造成的侵害，进一步提高电源的可靠性，又可有效地避免因电源故障可能对负载造成的损害。
4 光耦隔离电路
在数字化微机监控系统中，干扰通常通过电源线和地线串入微机主控系统而引起测试和控制的错误，因此必须加强数据采集和控制系统的抗干扰设计。在硬件上，通常采用的是使控制系统与前项和后项通道完全隔离，消除由于共地和共电源线而串入的干扰信号。经过光耦隔离，这样做的目的有两个：
(1)隔离驱动电路和控制电路，防止驱动电路影响控制电路，使系统工作不正常；
(2)IPM的六路输入信号为低有效，光耦的输出信号经过上拉，默认为高，可以保证系统初始化的时候智能模块不动作，保证了逆变电路的安全。
光电耦合器件具有非线性电流的传输特性，这对于数字量和开关量的传输不成问题，但若直接用于模拟量的传输，则线性度和精度都很差。本文采用的是一种线性光电隔离电路，电路简单实用，一般能达到0.5％的精度，在0～5V内具有很好的线性。从DSP的CPLD驱动输出与保护电路输出的DRIVE信号，通过稳压放大环节进入光电隔离器，一方面实现电气隔离，一方面产生OPPER信号，为下一步功率驱动部分提供输入。光耦隔离电路如图5所示。
5 辅助电源的设计
该控制系统采用TMS2000系列DSP实现电机的数字化控制，区别于其他控制芯片的电压要求，本文需要特别指出的是该型号的DSP芯片内部电源处理问题。
由于DSP控制芯片CPU内核电源引脚、I/O内核电源引脚以及内部模拟电路电源引脚电压一般是3.3V、1.8V低压稳定、隔离电源，需要将得到的＋5V直流电进一步进行电源转换。本文选用TI公司生产的专用TPS767D318双电压输出电源模块进行电源辅助设计。整流后的＋5V直流电通过电容滤除电流谐波，进入TPS767D318的5、6、11、12引脚，输出的电压通过电容滤波，得到需要的电压值，外接一个隔离电路既可以通入DSP电源引脚。这样的功能也可以通过LMlll7系列集成芯片完成。如图6所示。
6 实验结果
控制系统选用的关键器件主要是型号为Y802―4电动机，其输入电压为200～230V，额定输出0.85kW；PS21265型IPM智能功率模块，其额定电流20A，额定电压600V，适配电动机功率1.5kW/220VAC；TI公司专用TPS767D318双电压输出芯片，输入5V，最大输出电流为1A。
依据上述元器件的选取对设计的电路进行实验，电机在空载1500r/min运行时性能稳定，动态响应快，噪音低。本文给出了依据采集到的数据绘制的波形，如图7所示。图中只截取了电机稳态运行时的电流和转矩波形图，稳态时PWM脉宽的宽度按正弦分布。从图7中看到，电机起动时，需要一段加速过程，此时电机转速较慢，电机的定子三相电流比较大且频率比较低，波形为不太规则的正弦波，一段时间之后转速趋于稳定，稳态时定子三相电流为正弦波，电机的输出转矩和负载转矩相互平衡。
7 结束语
本文以DSP电机数字化控制系统研究为应用平台，重点讨论了系统中所涉及到的电源部分硬件电路设计，以采用智能功率模块IPM芯片进行逆变为核心，包含了过欠压保护、光耦隔离电路等，尤其细化了辅助电源转换电路。从波形图可以看到，设计的电源模块能够实现开关电源纹波较小，负载调整率高的功能，可以使系统具有很好的稳定性和抗干扰性。该硬件设计功能齐全、结构简单且易于进行升级和功能扩展，在电机控制领域具有非常广泛的应用价值。
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驱动电源设计范文第8篇
该保护方案经过了工程样机的全面测试，可以满足棒电源系统中电动发电机组的继电保护要求，保障电动发电机组的安全稳定运行。
【关键词】棒电源系统 继电保护 整定计算
控制棒驱动机构（CRDM）是核反应堆的主要控制环节，对核电站的安全及经济运行有着关键性作用。我国现有的压水堆核电站均采用电磁力提升的控制棒驱动机构，一座改进型核电站的反应堆通常有几十套驱动机构。棒电源系统的作用就是为控制棒驱动机构提供可靠的电力供应。棒电源系统置于安全壳外工作，其特点是在反应堆整个运行期间不间断运行，因此对其工作稳定性、长期运行可靠性、良好的动态响应性能以及维修管理性都有着非常高的要求。由于驱动机构设计上一直沿用“三相可控整流”供电方案，要求控制棒驱动机构电源系统是独立的260V/50Hz三相交流电源，因此控制棒驱动机构电源系统设计上一直沿用双组机械储能的“电动机-飞轮-发电机”方案，并配备必要的控制保护系统以保证机组的正常运行。系统的组成图如图1所示。
图1 棒电源系统组成图
1 继电保护的基本原则
GB50062-1992《电力装置的继电保护和自动装置设计规范》规定：继电保护装置应，满足可靠性、选择性、灵敏性和速动性的原则。
因此棒电源系统的继电保护设计基于棒电源系统的运行特点以及继电保护设计的基本要求，棒电源系统的继电保护设计采用以下保护原则：（1）选择性原则：当保护动作时，仅将故障元件从系统中切除，保证系统无故障功能部分继续运行；（2）速动性原则：继电保护动作要快速，从而提高棒电源系统并列运行的稳定性；（3）灵敏性原则：对保护范围内发生的故障或不正常工作状态反应灵敏；（4）可靠性原则：在电力装置正常运行时，继电保护应可靠地不动作；发生故障或不正常状态时，继电保护可靠动作，即不出现拒动作和误动作。
根据以上原则以及棒电源系统的特点，进行保护方案的设计，实现机组的保护配置，从而实现棒电源系统可靠的控制、运行与保护。
2 发电机的故障类型[1]
发电机的安全运行对保证电力系统的正常工作和电能质量起着决定性的作用，同时发电机本身也是一个十分重要的电气设备，因此应该针对各种不同的故障和不正常的运行状态配置性能完善的继电保护装置。
发电机主要故障类型由：定子绕组相间短路；定子绕组一相的匝间短路；定子绕组单相接地；转子绕组一点接地或两点接地；转子励磁回路励磁电流异常下降或完全消失。
发电机的不正常运行状态主要有：由于外部短路引起的定子绕组过电流；由于负荷超过发电机额定容量而引起的三项称过负荷；由于外部不对称短路或不对称负荷（如单相负荷，非全相运行）而引起的发电机负序电流和过负荷；由于突然甩负荷而引起的定子绕组过电压；由于励磁回路故障或强励时间过长而引起的转子绕组过负荷；由于发电机组驱动源突然失效引起的发电机逆功率等。
3 棒电源系统继电保护配置设计
3.1 棒电源系统的运行特点
棒电源系统的保护方案采用电力装置的继电保护原理实现，但是棒电源系统相对于普通的电力装置而言具有特殊性，因此其主要的运行特点表现在以下几个方面：（1）励磁方式为无刷励磁；（2）负载为半波整流的棒控棒位系统，三相对称运行且中线上具有kA量级的直流分量；（3）输出电压为260VAC/150VAC/50Hz三相四线制；（4）棒电源系统的特征负载为：
额定负载：100kW，cosφ=0.25；
平均功率： 79kW，cosφ=0.25；
最小功率： 22kW，cosφ=0.25；
最大功率：124kW，cosφ=0.25；
3.2 棒电源系统继电保护设计原则
由于棒电源系统的失效与否直接关系到核电站运行的经济性，同时出于系统自身设备保护的考虑，在棒电源系统继电保护设计过程中需要考虑以下原则：（1）在短时间瞬变造成的电动机电源丧失事件中仍可维持正常运行；（2）在出现只影响一台电动机工作的电源失效或故障事件时，切除受影响的MG机组，不受影响的机组继续运行；（3）当棒电源系统出现不正常工作状态时，保护装置采取相应的保护动作，同时发出指示和报警信号；（4）探测和处理发电机和260V母线故障；
3.3棒电源系统故障类型和不正常运行状态的确定
通过对棒电源系统的运行特点以及故障保护原则的分析，我们可以得出棒电源系统的典型故障类型和不正常运行状态。
棒电源系统的故障类型包括：定子绕组相间短路；定子绕组单相接地；转子励磁回路励磁电流异常下降或完全消失。
棒电源系统的不正常运行状态包括：由于外部短路引起的定子绕组过电流；由于单台电动机电源失电导致的发电机逆功率。
3.4 棒电源系统继电保护配置
通过以上分析，我们可以确定棒电源系统的继电保护配置以及其实现的功能：
（1）差分保护。差分保护分为纵差保护横差保护，纵差保护是对发电机内部相间短路的保护，横差保护是对于发电机定子绕组匝间短路的保护。由于棒电源系统的发电机容量为500KVA，定子绕组为单绕组，因此棒电源系统采用纵差保护实现定子绕组以及引出线的相间短路故障保护。
（2）失磁保护。失磁保护就是对对励磁回路的电流进行监视，在发电机的励磁突然消失或部分消失是对发电机进行保护，其主要原因可能有励磁机故障、转子绕组故障、励磁回路元器件损坏等情况[2]。由于本设计中发电机采用无刷励磁，属于两级励磁，在失磁保护的励磁电流监视的是励磁机的励磁电流，励磁机的励磁电流和主励磁电流成正比关系，因此选择励磁机的励磁回路进行失磁保护。
（3）逆功率保护。发电机逆功率保护是指电动发电机组在失去电动机侧的驱动电源后，发电机并未从系统解列时，此时发电机就变成了同步电动机运行，从另一台电动发电机组吸收有功功率，发电机不允许此种状态的长时间运行此时需要用逆功率保护将失电机组从并列运行状态解列。
（4）过流保护。过流保护主要是针对发电机负载短路引起的定子绕组过电流，在本方案中，发电机的过电流保护由两部分组成，第一部分是由过流保护继电器实现，可以根据棒电源系统的负载特性，合理的设计过流保护定值点以及延时时间；第二部分由发电机出口断路器的分闸曲线构成，即根据棒电源系统的工作特点，合理的设置发电机出口断路器的分闸曲线。两部分设置的组合构成整个棒电源系统的过流保护设置。
（5）接地故障保护。根据安全要求，发电机的外壳全部连接保护地，因此定子绕组因绝缘破坏而引起的单相接地故障比较普遍，棒电源系统属于三相五线制接法，因此在本系统中对保护地和中性线之间的电阻值进行监测，当保护地和中心线之间的电阻值低于某个限值时进行报警及保护。
（6）母线欠压和欠频。由于系统设计要求，棒电源系统向下游负载供电的的电压不能低于234V，频率不能低于44Hz，因此对棒电源系统进行母线欠压和母线欠频保护。
4 保护定值确定
对于棒电源系统的所有保护方式，均需要进行保护参数的整定工作，从而实现整个系统各种继电保护的有机协调配合，从而保证整个系统的稳定可靠的运行。对于以上所有保护，由于篇幅限制，此处不一一进行详细的参数整定，在此选取差分保护进行参数整定计算，其余的只给出最终的整定值。
由于本机组属于小容量发电机组，同时为了保证系统长期有效的运行，在系统设计中已经考虑机组的冗余运行，因此当电流互感器出现二次回路断线时，需要及时的给出保护动作，因此在本系统中差分保护只考虑发电机出现定子绕组以及引出线的相间短路故障时的整定。具体整定计算如下：
式中： ――差分保护设定值
――可靠系数
――非周期分量影响系数
――电流互感器同型系数
――电流互感器比误差
――发电机故障电流
各个参数的具体参数如下[3]：
=1.2（一般取值在1.0～1.5之间）； =1.5（一般取1.5～2.0之间）
=0.5（型号、变比一致时，同型系数为0.5，否则为1）
=0.05（电流互感器采用0.5级计量互感器，比误差采用0.05）
=5A（此值为按照电流互感器额定满量程计算）
可以计算得出
实际取值 =0.25A
最终本设计中给出的保护定值如表1所示。
5 结语
本文针对核电站控制棒驱动机构电源系统的运行特点进行了分析，设计了针对棒电源系统的机电保护配置，并对其中差分保护的定值进行了定值的确定，最终形成了棒电源系统完整的继电保护配置方案及定值，该保护方案经过了试验的最终验证，可以满足棒电源系统中电动发电机组的继电保护要求，保障电动发电机组的安全稳定运行，从而为核电站的安全经济运行提供保障。该继电保护方案经过实际运行的考验，可以应用在同类型发电机组的继电保护中。
参考文献：
[1] 贺家礼，宋丛矩 主编.电力系统继电保护原理.