电源开关范文精选
电源开关范文第1篇
1、开关电源概述
2、开关电源的发展
3、开关电源的基本构成及分类
4、开关电源的电路组成及功能
开关电源的PWM
1、开关电源PWM的五种反馈控制模式
2、三种经典型号控制集成芯片：UC3842、TL494、SG3525
开关电源的电磁兼容性与可靠性
开关电源的电磁电磁兼容技术
开关电源的噪声
开关电源的EMC设计
开关电源的计算机辅助分析与计算
直流开关电源设计
直流开关电源原理及特点
直流开关电源的保护
六、参考文献
开关电源设计相关
电源，即提供电能的设备，主要分三类：一次电源（将其它能量转换为电能），二次电源和蓄电池。其中，二次电源指的是把输入电源（由电网供电）转换为电压、电流、频率、波形及在稳定性、可靠性（含电磁兼容，绝缘散热，不间断电源，智能控制）等方面符合要求的电能供给负载。电子设备都离不开可靠的电源。开关电源由于具有效率高、体积小、重量轻的特点，近年来获得了飞速发展。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和功率开关器件（如MOS-FET）等构成。简单的说：就是开关型直流稳压电源。开关电源把直流电源或交流电源通过它可以获得一个稳定的直流电压源。它具有效率高，输出电压稳定，交流纹波小，体积小和重量轻的许多优点。
开关电源主要包括输入电网滤波器、输入整流滤波器、变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路。它们的功能是：
输入电网滤波器：消除来自电网，如电动机的启动、电器的开关、雷击等产生的干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散。
输入整流滤波器：将电网输入电压进行整流滤波，为变换器提供直流电压。
变换器：是开关电源的关键部分。它把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。
输出整流滤波器：将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同时还防止高频噪声对负载的干扰。
控制电路：检测输出直流电压，并将其与基准电压比较，进行放大。调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。
保护电路：当开关电源发生过电压、过电流短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和电源本身。
现代开关电源有两种：一种是直流开关电源；另一种是交流开关电源。
PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式
开关电源PWM的五种反馈控制模式
1、电压模式控制PWM(VOLTAGE-MODECONTROLPWM)：2.峰值电流模式控制PWM(PEAKCURRENT-MODECONTROLPWM)：3.平均电流模式控制PWM(AVERAGECURRENT-MODECONTROLPWM)：
4.滞环电流模式控制PWM(HYSTERETICCURRENT-MODECONTROLPWM)：5.相加模式控制PWM(SUMMING-MODECONTROLPWM)：
开关电源的PWM专用芯片有三个经典型号:UC3842,TL494,SG3525
UC3842是电流模式八脚单端PWIVI控制芯片，其内部电路框图如图所示，主要由基准电压发生器、欠电压保护电路、振荡器、PWM闭锁保护、推挽放大电路、误差放大器及电流比较器等电路组成。该控制芯片与振荡定时器件、开关管、开关变压器可构成功能完善的他励式开关电源。
直流稳压电源是一种常见的电子仪器，广泛地应用于电子电路、教学实验和科学研究等领域。目前使用的直流稳压电源大部分是线性电源，利用分立器件组成，其体积大，效率低，可靠性性差，操作使用不方便，自我保护功能不够，因而故障率高。随着电子技术的飞速发展，各种电子、电器设备对稳压电源的性能要求日益提高，稳压电源不断朝着小型化，高效率，低成本，高可靠性，低电磁干扰，模块化和智能化方向发展。以单片机系统为核心而设计制造出来的新一代智能稳压电源不但电路简单，结构紧凑，价格低廉，性能卓越，而且由于单片机具有计算和控制能力，利用它对采样数据进行各种计算，从而可排除和减少由于骚扰信号和模拟电路引起的误差，大大提高稳压电源输出电压和控制电流精度，降低了对模拟电路的要求。智能稳压电源可利用单片机设置周密的保护监测系统，确保电源运行可靠。输出电压和限定电流采用数字显示，输入采用键盘方式，电源的外表美观，操作使用方便，具有较高的使用价值。
控制和保护电路主要处理信号，属于“弱电”电路，但它控制着主电路中的开关器件，一旦出现失误，将造成严重的后果，使电源停止工作或损坏。电源的很多指标，如稳压稳流精度、纹波、输出特性等也与控制电路相关
开关电源主要有以下特点：
体积小、重量轻：由于没有工频变压器，所以体积和重量只有线性电源的20～30%。
功耗小、效率高：功率晶体管工作在开关状态，所以晶体管上的功耗小，转化效率高，一般为60～70%，而线性电源只有30～40%。
开关电源的电路组成：
开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。
开关电源的电路组成方框图如下：
输入电路的原理及常见电路：
AC输入整流滤波电路原理：
防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。
输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。
整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。
DC输入滤波电路原理：
输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。
R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。
功率变换电路：
MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。
常见的原理图：
3、工作原理：
R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。
R1和Q1中的结电容CGS、CGD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。
Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量也就越多；当Q1截止时，变压器通过D1、D2、R5、R4、C3释放能量，同时也达到了磁场复位的目的，为变压器的下一次存储、传递能量做好了准备。IC根据输出电压和电流时刻调整着⑥脚锯形波占空比的大小，从而稳定了整机的输出电流和电压。
C4和R6为尖峰电压吸收回路。
4、推挽式功率变换电路
Q1和Q2将轮流导通。
5、有驱动变压器的功率变换电路：
T2为驱动变压器，T1为开关变压器，TR1为电流环。
输出整流滤波电路：
正激式整流电路：
T1为开关变压器，其初极和次极的相位同相。D1为整流二极管，D2为续流二极管，R1、C1、R2、C2为削尖峰电路。L1为续流电感，C4、L2、C5组成π型滤波器。
反激式整流电路：
T1为开关变压器，其初极和次极的相位相反。D1为整流二极管，R1、C1为削尖峰电路。L1为续流电感，R2为假负载，C4、L2、C5组成π型滤波器。
同步整流电路：
工作原理：当变压器次级上端为正时，电流经C2、R5、R6、R7使Q2导通，电路构成回路，Q2为整流管。Q1栅极由于处于反偏而截止。当变压器次级下端为正时，电流经C3、R4、R2使Q1导通，Q1为续流管。Q2栅极由于处于反偏而截止。L2为续流电感，C6、L1、C7组成π型滤波器。R1、C1、R9、C4为削尖峰电路。
稳压环路原理：
1、反馈电路原理图：
2、工作原理：
当输出U0升高，经取样电阻R7、R8、R10、VR1分压后，U1③脚电压升高，当其超过U1②脚基准电压后U1①脚输出高电平，使Q1导通，光耦OT1发光二极管发光，光电三极管导通，UC3842①脚电位相应变低，从而改变U1⑥脚输出占空比减小，U0降低。
当输出U0降低时，U1③脚电压降低，当其低过U1②脚基准电压后U1①脚输出低电平，Q1不导通，光耦OT1发光二极管不发光，光电三极管不导通，UC3842①脚电位升高，从而改变U1⑥脚输出占空比增大，U0降低。周而复始，从而使输出电压保持稳定。调节VR1可改变输出电压值。
反馈环路是影响开关电源稳定性的重要电路。如反馈电阻电容错、漏、虚焊等，会产生自激振荡，故障现象为：波形异常，空、满载振荡，输出电压不稳定等。
六、短路保护电路：
1、在输出端短路的情况下，PWM控制电路能够把输出电流限制在一个安全范围内，它可以用多种方法来实现限流电路，当功率限流在短路时不起作用时，只有另增设一部分电路。
2、短路保护电路通常有两种，左图是小功率短路保护电路，其原理简述如下：
当输出电路短路，输出电压消失，光耦OT1不导通，UC3842①脚电压上升至5V左右，R1与R2的分压超过TL431基准，使之导通，UC3842⑦脚VCC电位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后①脚电位消失，TL431不导通UC3842⑦脚电位上升，UC3842重新启动，周而复始。当短路现象消失后，电路可以自动恢复成正常工作状态。
3、右图是中功率短路保护电路，其原理简述如下：
当输出短路，UC3842①脚电压上升,U1③脚
电位高于②脚时，比较器翻转①脚输出高电位，给
C1充电，当C1两端电压超过⑤脚基准电压时
U1⑦脚输出低电位，UC3842①脚低于1V，UCC3842
停止工作，输出电压为0V，周而复始，当短路
消失后电路正常工作。R2、C1是充放电时间常数，
阻值不对时短路保护不起作用。
4、左图是常见的限流、短路保护电路。其工作原理简述如下：
当输出电路短路或过流，变压器原边电流增大，R3
两端电压降增大，③脚电压升高，UC3842⑥脚输出占空
比逐渐增大，③脚电压超过1V时，UC3842关闭无输出。
5、右图是用电流互感器取样电流的保护电路，有
着功耗小，但成本高和电路较为复杂，其工作原
理简述如下：
输出电路短路或电流过大，TR1次级线圈感
应的电压就越高，当UC3842③脚超过1伏，UC3842
停止工作，周而复始，当短路或过载消失，电路自行恢复。
七、输出端限流保护：
左图是常见的输出端限流保护电路，其工作原理简述如下：
当输出电流过大时，RS（锰铜丝）两端电压上升，U1③脚电压高于②脚基准电压，U1①脚输出高电压，Q1导通，光耦发生光电效应，UC3842①脚电压降低，输出电压降低，从而达到输出过载限流的目的。
八、输出过压保护电路的原理：
输出过压保护电路的作用是：当输出电压超过设计值时，把输出电压限定在一安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时，过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。应用最为普遍的过压保护电路有如下几种：
1、可控硅触发保护电路：
如图，当Uo1输出升高，稳压管（Z3）击穿导通，可控硅（SCR1）的控制端得到触发电压，因此可控硅导通。Uo2电压对地短路，过流保护电路或短路保护电路就会工作，停止整个电源电路的工作。当输出过压现象排除，可控硅的控制端触发电压通过R对地泄放，可控硅恢复断开状态。
2、光电耦合保护电路：
如右图，当Uo有过压现象时，
稳压管击穿导通，经光耦（OT2）
R6到地产生电流流过，光电耦合器
的发光二极管发光，从而使光电耦合
器的光敏三极管导通。Q1基极得电导通，
3842的③脚电降低，使IC关闭，停止整个电源的工作，Uo为零，周而复始，。
3、输出限压保护电路：
输出限压保护电路如下图，当输出电压升高，稳压管导通光耦导通，Q1基极有驱动电压而道通，UC3842③电压升高，输出降低，稳压管不导通，UC3842③电压降低，输出电压升高。周而复始，输出电压将稳定在一范围内（取决于稳压管的稳压值）。
4、输出过压锁死电路：
图A的工作原理是，当输出电压Uo升高，稳压管导通，光耦导通，Q2基极得电导通，由于Q2的导通Q1基极电压降低也导通，Vcc电压经R1、Q1、R2使Q2始终导通，UC3842③脚始终是高电平而停止工作。在图B中，UO升高U1③脚电压升高，①脚输出高电平，由于D1、R1的存在，U1①脚始终输出高电平Q1始终导通，UC3842①脚始终是低电平而停止工作。
九、功率因数校正电路（PFC）：
1、原理示意图：
2、工作原理：
输入电压经L1、L2、L3等组成的EMI滤波器，BRG1整流一路送PFC电感，另一路经R1、R2分压后送入PFC控制器作为输入电压的取样，用以调整控制信号的占空比，即改变Q1的导通和关断时间，稳定PFC输出电压。L4是PFC电感，它在Q1导通时储存能量，在Q1关断时施放能量。D1是启动二极管。D2是PFC整流二极管，C6、C7滤波。PFC电压一路送后级电路，另一路经R3、R4分压后送入PFC控制器作为PFC输出电压的取样，用以调整控制信号的占空比，稳定PFC输出电压。
十、输入过欠压保护：
原理图：
工作原理：
AC输入和DC输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。
取样电压分为两路，一路经R1、R2、R3、R4分压后输入比较器3脚，如取样电压高于2脚基准电压，比较器1脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。另一路经R7、R8、R9、R10分压后输入比较器6脚，如取样电压低于5脚基准电压，比较器7脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。
十
一、电池管理：
电池管理原理图：
虚线框A内的零件组成电池启动和关断电路；虚线框B为电池充电线性稳压电路；虚线框C为电子开关电路；虚线框D为电池充电电流限制电路。
电池启动原理：
输入电压由INPUT和AGND端输入，分为三路。第一路经D7直接送后级和电池启动、关断电路。R28、R27、R26分压后的电压使U3导通（此电压在设计时已计算好了，正常工作时高于2.5V），光藕OT1导通。R25为U3提供工作电压，R23、R24为光藕的限流及保护电阻。
光藕导通后电源经R22、OT1、D9给Q4提供基极偏置电压，Q4导通，R21为Q4的下偏置电阻。继电器RLY1-A的线圈中有电流流过，继电器触点RLY1-B吸合，将电池BAT接入电路中。D4为阻止在Q4关断时继电器线圈产生的电动势影响后级电路，D5为防止在Q4关断时继电器线圈产生的电动势损坏Q4，将继电器线圈产生的能量释放。
电池充电稳压原理：
在通电的初期，由于Q3没有偏置而不导通，D3的正端无电压。电源经R1降压Z1稳压后给U1和U2提供工作电压。R2、U1组成基准电压，R13、R4、R5、R6、VR1组成电池电压检测电路，当U2②脚检测电压低于③脚电压时，其①脚输出高电平，经R14给Q2提供偏置电压，Q2导通、Q3也跟着导通，电源经Q3、D3、继电器触点RLY1-B、F1给电池BAT充电。
当U2②脚检测电压高于③脚电压时，其①脚输出低电平，Q2失去偏置电压而截止，Q3截止，D3的正端无电压，其负极电压下降，U2②脚检测电压也跟着下降，当U2②脚检测电压低于③脚电压时，其①脚输出高电平，Q2、Q3导通继续充电，如此周而复始，使D3的负端电压维持在某一设定值。调节VR1可以改变充电电压值。
电池充电限流原理：
在充电的过程中，电流经Q3、RLY1-B、F1、BAT、R20回到地（AGND）。在电池充电的初期，因电池电压比较低，流经Q3、RLY1-B、F1、BAT、R20的电流就会增大，那么在R20上产生的压降就会增大(R20为电流取样电阻)。电阻R20的上端S点经R11连接到U2B的同相输入端⑤脚，U2B的反相输入端⑥脚有一固定参考电压，当R20上的压降超过参考电压时，U2⑦脚输出高电平，经D2、R15给Q1提供偏置电压，Q1因此导通。Q1导通后Q2因失去基极电压而截止，将使线性稳压器的输出关断，Q3、RLY1-B、F1、BAT、R20回路中就没有电流流过，R20上的压降消失，U2⑦脚输出低电平，Q1截止，Q2、Q3导通继续充电，如此周而复始，就将充电电流限制在某一设定值范围内。
调节R10、R11可改变限流点。
电池欠压关断原理：
当输入电压没有时，电池电压经D6给后级和电池启动、关断电路供电。当电池电压下降，U3①脚电压也跟着下降，在电池电压下降至设计关断点时（也就是U3①脚电压低于2.5V时），U3不导通，OT1不发生光电藕合，Q4无偏置而截止，继电器RLY1-A的线圈中没有电流流过，继电器触点RLY1-B断开，将电池BAT从电路中断开，防止电池过放电而损坏。改变R26、R27的阻值，可以改变电池欠压关断时的电压值。
十
二、智能风扇散热：
在开关电源中，对电源进行散热的方式有很多种，智能散热就是其中之一。它是随电源工作时的温度高低，来调节散热风扇的工作电压而改变风力大小，达到最佳散热效果。有着节能的目的。其原理图如下：
工作原理：
输入电压由INPUT端（12～13V）输入，R6为U2提供工作电压，R7、R8阻值相同，分压后为TL431提供触发电压，使A点的基准电压在+5V；RT1为负温度系数热敏电阻，经R1、R2分压加在U1的反相输入端⑥脚。R5为输出电压取样电阻，与R4分压后加在U1的同相输入端⑤脚；Q1为电子开关管；风扇电压由FANOUT端输出。
在刚通电的时候，由于Q1还没导通，C点无电压，U1的⑥脚电压高于⑤脚，因此U1⑦脚输出低电平，Z1击穿导通，Q1导通，C点有电压输出；应Q1的发射极接输入电压端，因此C点电压约等于输入电压，经R5与R4分压后加在U1的同相输入端⑤脚，使⑤脚电压高于⑥脚电压，U1⑦脚输出高电平，Z1不导通，Q1不导通，C点无电压输出；使⑤脚电压又低于⑥脚电压，U1⑦脚又输出低电平，如此反复最终使C电压稳定在某一值（因⑥脚电压不变）；也就是说C点的电压是随B点的电压变化而变化的。
开关电源工作的初期（或轻载工作），机内温度低，热敏电阻RT1的内阻很大，B点的电压相对较低，因此C点的输出电压也低，风扇因工作电压低而转速慢、风力小。当开关电源机内温度逐渐升高（满载工作），热敏电阻RT1的内阻逐渐减小，B点的电压也升高，因此C点的输出电压也跟着升高，风扇因工作电压升高而转速加快、风力加大。当机内温度下降后，热敏电阻内阻逐渐增大，B点电压下降，C点的输出电压也降低，风扇因工作电压低而转速变慢、风力小。当B点电压（温度）升高到一定程度时，U1③脚电压高于②脚基准电压，U1①脚输出高电平，一路经D1、R13返回到B点，使U1①脚始终输出高电平（也就是自锁）；另一路经D2输出到过温保护电路，实现过温保护功能。
十
三、均流技术：
在通讯设备或其它用电设备中，为了使系统不间断的工作，对供电系统的要求就很高。除了要求电源本身的性能要稳定外，另一种方法就是采用1+1备分的方式，就是一台设备用两台电源并联供电，当其中的一台损坏，另外一台可继续给系统供电。在正常工作时，每台电源提供的能量相等，也就是它们输出的电压、电流基本一致。为了使每台电源输出的电压、电流基本一致，就要用到均流技术。原理如下图所示：
均流电路原理图
工作原理：
U1A、R1～R7、C1～C5、VR1组成电流取样电压放大器；U1B、D1组成电压跟随器；R10为均流电压输出电阻；R11～R14、U2A、C6～C10组成平衡电压比较器；R15～R17、Q1为电子开关；R30～R33、C17、C18、U2B组成过流保护电路；R19～28、D2、D3、D4、C12～C14、Q2是电源的输出电压稳压环路，其中D2、D3、R19～R21为输出电压取样电路。D6为输出隔离二极管。
电源在工作时，由电流环或锰铜丝检测的电流取样电压由+IS、-IS加入U1A
组成的电压放大器进行放大，经R5、R6、R7、VR1分压后分两路输出，一路
送入U1B电压跟随器，D1起隔离作用，防止均流母线上的电压变化对前级电
路产生影响，另一路送过流保护电路。经过电压跟随器后的电流取样电压又
分为两路，一路经R10输出作为均流信号电压JL+，另一路经R11送入U2A
组成的平衡电压比较器与U2②脚的参考电压进行比较，当U2③脚电压高于②
脚电压，其①输出高电平，Q1基极得电导通，将R17、R18并入输出电压取
样电路，使输出电压升高，输出电压升高后输出电流就会减小，检测的电流
取样电压也就降低，均流信号电压JL+降低，U2③脚电压低于②脚电压，其①
输出低电平，Q1截止，R17、R18从输出电压取样电路中退出，输出电压降低。
如此循环，最终使输出电压、电流保持稳定。
如右图，当两台电源并机工作时，其输出端是并接在一起的，均流信号线也连接在一起。现在假设电源A的输出电流Io1大于电源B的输出电流Io2，在两台电源内部的电流取样电压就会A高于B，也就是JL1+高于JL2+，而JL1+和JL2+是接在同一条线上（均流母线），因此JL2+升高，通过电源B内部均流电路的控制迫使其输出电压升高，Io2增大，Io1减小（负载电流不变）；Io2高于
Io1时，其控制过程刚好相反，如此循环，最终使两台电源的输出电压、电流保持一致。
Q3、C19、R34～R36组成的电路的作用是，在电源启动初期输出电压低或输出欠
压时Q3导通，使U2A③脚处于低电位，U2A①脚输出低电平，Q1截止，也就是使均
流电路不起作用。
VR1可调节均流信号的电压值，也可调节输出限流点。
参考文献：1、开关稳压电源原理与实用技术科学出版社刘芯
2、开关电源原理机械工业出版社王维
3、直流开关电源技术人民大学出版社李田新
4、开关电源维修实用技术电力出版社高一
5、开关电源集成芯片技术机械出版社王新
6、开关稳压电源原理及设计电力出版社张伟
7、开关电源的原理与设计（修订版）电子工业出版社张占松
8、电源应用技术科学出版社邹怀虚
9、现代高频开关电源实用技术电子工业出版社刘胜利
电源开关范文第2篇
【关键词】开关电源；主电路；控制电路
1.引言
开关电源是指通过控制开关晶体管开通和关断时间的比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源被人们誉为十分高效节能的电源，它代表稳压电源发展的方向，现已经是稳压电源主流产品。开关电源的内部重要元器件均运行在高频开关的状态，本身消耗很低的能量，其电源的效率可以达到百分之八十到九十，是普通的线性稳压电源效率的将近两倍。开关电源也被叫做无工频的变压器电源，它利用体积很小高频的变压器以实现电压的转变和电网隔离，不仅可以去掉十分笨重的工频变压器，而且可使用体积很小的滤波元件以及散热器，这就为研究和开发的高效率、高可靠性、高精度、体积小、重量轻的开关电源打下了坚实的基础。
2.开关电源的实现方案研究
2.1 开关变换器的拓扑结构
现代直流稳压电源可分为直流稳压开关电源和交流稳压开关电源两大类，前者可输出质量相对较高的直流电压；后者可输出相对质量较高的交流电压。本研究课题的研究范围属于前者的，直流变换器按照输入与输出间是否含电气隔离，可以分成两类：无电气隔离的直流变换器称为不隔离的直流变换器，具有电气隔离的直流变换器称为隔离的直流变换器。
不隔离的直流变换器根据使用的有源功率器件的个数，可以分为单管、双管以及四管共三大类。采用单管的直流变换器共有六种，包括降压式(Buck)、升压式、Cuk、Zeta、升降压式和Sepic等。这六类单管式变换器当中，降压和升压式是最为基础的，另外四种则是衍生出来的。双管式直流的变换器中有双管式串接的变换器。全桥式直流的变换器是通常用的四管式直流的变换器。隔离直流的变换器同样可以根据所用开关的器件个量进行分类。单管的包括正激式和反激式两类。双管的有正激、推挽、反激和半桥四种。四管式直流即全桥式直流。隔离直流通常使用变压器来造成输入以及输出间的电气隔离，变压器其本身就具有变压功能，将有利于扩展变换器的使用范围以及利于完成多路不同的电压或者多路相同的电压输出。
2.2 开关变换器的软开关的技术
PWM技术已经在电力电子电路中得到了日益广泛的应用，一般说来是指在开关变换的过程中保持开关频率的恒定，但通过改变开关接通时间的长短，使负载变化时，负载上电压输出变化却不大的方法。但这种开关技术是一种“硬开关”，也就是开关管的通断控制与其上流过的电流以及器件两端所加的电压并无关系，功率开关管的开通、关断在器件上的电流或电压不等于零的状态下强迫进行，开关损耗很大。特别是现代电力电子技术正向频率更高的方向发展，PWM硬开关技术将使得开关损耗成为高频化发展的显著障碍。
高频软开关技术大致可以分为以下三大类：
（1）谐振式变换器(串联谐振，准谐振，并联谐振和多谐振)；
（2）有源钳位的ZVS单端变换器；
（3）零开关--脉宽调制变换器(ZVS/ZCS-PWM、PSC FB ZVS-PWM、ZVT/ZCT-PWM变换器)；根据本研究课题所探讨的电源功率大，开关频率高的特点，选用串联谐振变换器等这类谐振变换器和零开关PWM DC/DC全桥变换器以实现软开关，则较为适合。下面以这两类中较为典型的移相全桥ZVS-PWM变换器和串联的谐振式变换器为例，对这两类变化器的特点进行综合比较。
2.3 移相全桥ZVS-PWM变换器与串联式谐振变换器相互比较
谐振式变换器包括串联谐振式和并联式，在谐振的变换器中，谐振元件一直谐振工作，可参与能量变换的全过程。串联式谐振的变换器可实现开关管软开通或者软关断，改善开关管的工作条件；这类的基本控制方式是调频控制；变换器回路电流近似为正弦波，它的EMI小；但同时存在以下缺点：
（1）开关器件通态电流或断态电压的应力较大。对于在电压模式下的谐振开关，开关于零电压下所进行的开通与关断所承受的断态的峰值电压可为其输出电压值的两倍还要多，对于电流模式，则通态的电流峰值可达到输出电流值的两倍还多，通态损耗比较大。
（2）开关的器件工作频率并不为恒定。采用调频的方式控制，当电源或者负载变化，便只能依靠改变开关的器件的运行工作频率来调节相关的输出的电压值，使频率的变化范围很大，以致对功率变压器、输入、输出滤波器的设计以及优化均难以进行，且频率大范围变化并不利于与下级变换器的同步。
3.开关电源的主电路设计
3.1 高频变压器的设计
开关电源主电路主要是处理电能，也就是功率变换。主电路主要包括输入滤波电路、高频变压器、逆变电路、输出滤波电路等部分。主电路的设计一般在整个电源设计过程中具有最为重要的地位。
变压器是开关电源中的核心元器件，许多其他主电路的元器件参数设计均考虑了变压器参数，因此，应首先对变压器进行设计制造。高频的变压器在运行时电压、电流均不为正弦波，因此，工作的状况与工频并不一样，计算公式也不尽相同。需计算的参数包括铁心的尺寸、导体的截面积、各绕组的匝数及其结构等，它们的基础参数是工作电流、电压和频率等。
3.2 输入端整流式滤波电路设计
交流的输入一般使用包括单相输入和三相式输入（包括四线方式和无中线的方式）。对于中大功率的场合，考虑到单相整流电压相对三相整流电压要低得多，使DC-DC电路电流变大，功耗也增大，单相整流和三相整流比较而言直流脉动也比较大，因此，采纳三相输入，故本设计中输入部分使用三相的无中线的控制方式，经过功率控制的二极管形成三相的桥式的整流器以输出脉动的直流波形，并且在整流器的输出端接上LC滤波网络，使脉动电流变成平滑的直流。
输入滤波电容(C1)主要功能是起到滤波以及使得输出直流电压变得平滑，并减小脉动作用，故输入端滤波的电容的挑选是相当关键。一般情况下，输入滤波的电容值根据控制纹波来估算，也就是为了确保逆变电路供应稳定直流电压，滤波电路时间常数必须为纹波中基波周期的6倍以上，由此根据直流输入电压、电流推算出输入滤波电容值。
3.3 输出整流回路的结构设计
一般而言，输出整流回路包括两种，一种为四个二极管组成的单相式全桥整流，另一种是两个整流二极管组成的单相式全波整流。比较两者，全波式整流电路的二次绕组具有中心抽头，结构较为复杂；而全桥式整流相对于全波式整流多采用了两个二极管，成本较高，若输出的电流大，那么整流桥上的二极管总通态损耗也变大，影响了变换器的效率，但是对于波整流电路，二极管所经受最大的反向电压是全桥整流电路值的两倍。通过以上的考虑，当输出的电压较高，且输出的电流较小时，一般采取全桥整流的方式；而输出的电压比较低，且输出的电流较大时，一般使用全波整流的方式。结合本课题所研究的情况，输出整流电路选用单相的全桥整流电路。
3.4 功率开关器件的选型设计
目前，在高频开关电源中使用最为广泛的功率开关器件是MOSFET和IGBT，在功率转换的应用中，MOSFET的导通损耗与开关损耗之比约为3:1,而相比之下的IGBT的导通损耗与开关损耗之比约为1:4。MOSFET较高的导通损耗是由较高的RDS(on)引起，而IGBT较高的开关损耗是由关断时电流拖尾所导致的。相比较而言IGBT的开关速度是低于功率MOSFET的，目前开关速度最快的IGBT的开关频率可以达到150kHz（IR公司的开关频率可高达150kHz的WARP系列400～600V IGBT），而MOSFET的所能达到开关频率则比IGBT高出许多，且在开关频率很高的时候，IGBT的开关损耗比MOSFET要大，故本课题研究采用MOSFET作为逆变电路的功率开关器件。
通常，若主电路工作在硬开关条件下，功率开关管的额定电压常常要求大于直流母线电压两倍。而本电路工作在零电压开关的条件下，功率开关管额定电压可以适当降低一些，因此可选为600V。
3.5 附加谐振电感设计
通过研究移相全桥ZVS-PWM变换器可看出，开关的过程中，输出滤波电感是参与串联谐振的，它的能量很大，已可满足开关管的并联电容器进行充放电的需要，因此超前臂较易实现ZVS；但滞后臂于开关的过程中，变压器副边为短路，仅剩下变压器的原边漏感的能量可参与谐振，并不能快速完成其并联电容器充放电的过程，滞后桥臂达到ZVS相对较为困难。故为了促进滞后桥臂达到ZV S，我们可另外增设附加的电感量，从而为并联电容器充放电提供足够多的磁能。
4.开关电源控制电路设计
4.1 开关电源控制电路设计
开关电源的主电路主要任务是处理电能，而控制电路的主要任务是处理电信号，它控制着主电路中各个开关器件的工作，控制电路的设计质量对电源的性能甚为重要。一般由驱动电路，PWM控制电路，调节器电路及保护电路组成。
其中，PWM控制电路的作用是将于一定范围内不断变化的控制量模拟信号转换为PWM信号，通常集成的PWM控制器可将误差电压放大器（EA），振荡器，PWM比较器，基准源，驱动，保护电路等常用开关电源控制电路集成在同一个芯片中，组成功能完整的集成电路，成为控制电路的核心。
4.2 移相PWM控制芯片UC-3879特性
这里UC-3879的系列IC是指UC-3875的改进产品，它是一个含软开关的功能的PWM式驱动器，采用移相开关方式调节半桥电路的驱动式脉冲的电压，同时控制了全桥式变换器的功率管，使固定的频率的脉宽调制器和谐振零电压的开关结合以具有相对高性能。此芯片除了可在电压模式工作，同时可工作在电流模式，并且具有快速的过流保护功能。UC3879可以独立编程以控制时间延迟，在每只输出级开关管导通之前提供足够的死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地。
4.3 驱动电路设计
驱动电路是主电路与控制电路的接口，同开关电源的可靠性，效率等性能关系密切。驱动电路对快速性有较高要求，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声的能力。通常MOSFET的驱动电路包括以下三类：
1)使用光耦合器作为电气隔离的驱动电路，它由电气隔离及放大电路两部分构成，可以获得很好的驱动波形，但由于受到光耦响应时间限制，当开关频率较高时，驱动延时显著(为微秒级)，并且需要独立的驱动电源。
2)使用集成驱动芯片(比如IR2110)的驱动电路，根据自举原理，驱动高压侧和低压侧的两元件时，并不需独立电源，驱动延时较小(纳秒级)，适用的开关频率高，驱动波形理想。但是当MOSFET并联时，该电路驱动能力显得不足，需要增加放大电路。
3)使用脉冲变压器的驱动电路，它的电路结构简单而可靠，并不需独立驱动电源，延时小（为纳秒级），适用的开关频率很高。本设计依据自身的特点，采用脉冲变压器来组成驱动电路，电路的结构简单，延时较小（经实验测定本电源驱动电路延时小于50ns）,可靠性较高。
4.4 电源容量扩充的途径
自八十年代，伴随高频电源技术及新型功率器件的快速发展，大容量高频开关电源的研究和开发逐渐成为当今电力电子学的主要研究方向，并且派生了多个新研究方向。我们从电路的角度来考虑开关电源的容量扩充，将容量扩充技术分为二大类：
第一种，通过器件的串、并联增大电源工作电压或工作电流，以实现扩容的目的；
第二种，通过将多台单个电源并联，实现扩容和冗余设计的目标。
对于前者，器件的串、并联的方式中，需要特别处理串联式器件均压问题以及并联器件均流问题，考虑到器件的制造工艺以及参数离散性，限制器件相互之间的串并联的数目，同时串、并联的数量越多，那么装置可靠性将会越差。
对于后者，多台电源并联的技术是基于器件的并联技术进行大容量的可行方式，借助可靠电源并联技术，在单机的容量合适的情况下，可简单通过并联的运行方式得到非常大容量的装置，每台单机仅为装置的一个整理单元或一个相关的模块。大功率电源系统是由若干个较小的模块化电源形成的。在空间上，各个模块接近于负载，供电的质量高，采用调整并联模块数量以符合有差异的功率负载，设计较为灵活，每个模块可承受较小的电应力，开关频率将达兆赫级，从而提高系统的功率的密度。另外，模块化的电源系统突破了仅仅只有单个电源的功率限制，用户可如同搭建积木一般，按照电源功率进行最佳的组合，当某一个模块发生了故障，可热换掉此模块，这时其他的模块会均担此故障模块负载，并不影响整体系统工作，以提升系统安全，且方便维护，节省了投资。
4.5 开关电源电磁兼容的设计
随着电子电路不断向高密度高集成化的方向发展，我们对电源产品的要求越来越高。体积小、高效能、重量轻、高可靠性的“绿色电源”已不可避免地成为下一代电源产品的发展趋势。功率密度急剧增大将导致电源内部电磁环境日益复杂，由此产生的电磁干扰对电源及其周围的电子设备正常工作都产生威胁。同时随着国际电磁兼容法规变得日益严格，国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细、更加严格。目前，如何降低以致消除开关电源的EMI问题已成为全球开关电源设计师和电磁兼容设计师密切关注的问题。
电磁兼容(EMC)是说在十分有限的时间、空间和有限的频谱范围内不同的电气设备共同存在但却不会造成各个电气设备的性能下降，包括电磁敏感(EMS)和电磁干扰(EMI)这样两个方面。EMS是指电气设备抵御电磁的干扰方面的能力，EMI则指的是电气设备向周围环境发出噪声。某一台具有十分良好的电磁兼容的性能设备，将会既不会遭到周围的电磁噪声的影响，同时对周围的环境也不会形成较大的电磁干扰。
参考文献
[l]刘军.开关电源的应用与发展[J].大众用电,2002(12):16-17.
[2]丁道宏.国内外开关电源发展展望[J].电气时代,2000(10):14-15.
作者简介：
电源开关范文第3篇
关键词：开关电源;原理;原理框图;电路图
电子技术教学中，我们有的教师对开关电源部分内容常常忽视，这与目前生产、生活实际是不符，本文根据自己的教学实践，对开关电源教学谈一些认识。
一、明确开关电源教学的重要性
简单的分类，直流稳压电源有串联型线性直流稳压电源和开关型直流稳压电源。串联型线性直流稳压电源由整流、滤波、稳压等部分组成，稳压部分的调整部分工作在线性状态，学生易理解，掌握串联型线性直流稳压电源的工作原理和进行实际电路分析也是较为容易的。
开关电源（SwitchingMode Power Supply，SMPS）采用“交流直流交流直流”变换技术，是一种组合变流电路，包括由冲击电流限幅、输入滤波器、输入侧整流与滤波、逆变、输出侧整流与滤波等部分组成的主电路，以及控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。开关电源较直流线性稳压电源复杂，但开关电源功耗小，转化率高，且体积和重量只有线性电源的20%―30%，目前它已成为稳压电源的主流产品。因此我们在教学时应重视开关电源这部分内容，不要淡化它。
二、读懂开关电源原理框图
要理解开关电源工作原理，会分析开关电源电路图，那就要读懂开关电源原理框图。下图就是典型的开关直流稳压电源原理框图。
图1 开关直流稳压电源原理框图
（一） 框图组成
框图由主电路、控制电路、检测比较放大电路、辅助电源四大部份组成。
1.主电路。主电路即完成“交流直流交流直流”变换的功能电路部分，由冲击电流限幅、输入滤波器、输入侧整流与滤波、逆变、输出侧整流与滤波等部分组成;冲击电流限幅部分功能：限制接通电源瞬间输入侧的冲击电流;输入滤波器功能：其作用是过滤电网存在的杂波及阻碍本机产生的杂波反馈回电网;输入侧整流与滤波：将电网送来的交流电直接整流滤波为较平滑的直流电;逆变：利用开关调整电路将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分;输出侧整流与滤波：根据负载需要，将高频交流电进行整流与滤波，提供稳定可靠的直流电源。
2.控制电路。一方面从输出端取样，与设定值进行比较，然后去控制逆变器（开关调整电路），改变其脉宽或脉频，使输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对电源进行各种保护措施。
3.检测电路。提供保护电路中正在运行中各种参数和各种仪表数据。
4.辅助电源。实现电源的软件（远程）启动，为保护电路和控制电路（PWM等芯片）工作供电。
（二）开关电源的工作原理
开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件（开关管），开关元件以一定时间间隔重复地接通和断开，在开关元件接通时输入侧整流滤波的直流电通过逆变器（开关管）、输出侧整流滤波电路向负载提供能量，当开关元件断开时，电路中的储能装置（有电感、电容等组成）向负载释放开关接通时所储存的能量，使负载得到连续稳定的能量。
根据开关电源输出的直流电压情况，经过取样进行检测比较放大得到反映输出电压稳定情况的误差信号，将其送入控制电路产生控制信号，控制信号经驱动电路后对逆变器的开关元件的占空比（导通时间与周期之比）进行控制，这样传到输出端的能量得到调整，即调整输出电压使其稳定。
三、读懂开关电源电路图
读开关电源电路图，不要急于弄清某一元器件的作用，要按一定顺序逐步进行。首先，找到来自电网的交流电位置（即“信号”入口，）和直流稳压电源稳定电压输出位置（“信号”出口）;其次，找到开关电源电路的主电路（“主信号”电路，正向电路），它由冲击电流限幅、输入滤波器、输入侧整流与滤波、逆变、输出侧整流与滤波等部分组成;找到反馈控制电路，它由取样比较放大、时钟振荡电路、脉宽（脉频）调制电路、驱动电路等组成;最后对开关稳压电源的主电路和反馈控制电路的各组成部分进行分析，分析出各部分的功能和作用，具体到每一个元器件的功能和作用;完成以上分析后，引导学生再回头体会开关稳压电源的原理，会有更深刻的理解。
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。作为电子技术的教学专业人员，有必要将开关电源这部分教学内容向学生讲清楚，讲明白。
参考文献：
[1]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].机械工业出版社.2009.
电源开关范文第4篇
[关键词]节能；单片机；开关电源
中图分类号：TG303 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）02-0000-01
前言：开关电源就是电源电路中的功率变换器件工作在开关状态，它是在线性稳压电源的基础上产生的。它是一个把交流电变换成电，把直流电又转化为交流电，再把交流电转换为直流电的电源转换电路。它是通过电路中控制元件的导通时间来调整电压大小。开关电源属于电力电子技术，他运用功率变换器进行电能变换，经过变换电能，他可以满足各种用电要求。开关电源是美国 NASA 用于宇宙火箭搭载电源目的而开发的。与线性电源相比开关电源具有体积小、重量轻、效率高的特点，被广泛用于电视机、计算机、自动控制装置、产业机械、通信装置等各个领域。特别是随着半导体技术的进步和信息产业的发展，开关电源的需求量不断扩大。随着现代技术的发展，尤其是和单片机的结合，使得开关电源开关电源迎来了又一个生命――数控开关电源。
1 数控开关电源的基本理论
一般开关电源是随电网电压变化或负载变化而变化的，当电网电压变化或负载变化引起输出电压降低时，反馈线圈的输出电压则会变低，从而使2端电压变低，则脉宽调制器会相应的增大输出PWM波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变长；反之，当电源电压变化或负载变化而引起输出电压升高时，则脉宽调制器会相应的减小PWM输出脉冲波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，从而维持输出电压为一恒定值。
本文提出了一种采用单片机作为整机反馈量的控制单元，可以通过我们的实际需要输入相应数字量来改变反馈电压值，通过反馈电电压使脉宽调制器占空比发生变化，间接地改变输出电压大小的新方法。称之为数控开关电源。这种电源不但能够设定系统输出电压值的大小，还能当电网电压在一定范围内变化或负载变化引的电路电压的变化时保持恒定输出。同时还能通过驱动数码管芯片从而驱动4位的共阳数码管进行显示，使系统硬件更加简洁，输出精度更高。
1.1 桥式整流电路
桥式整流电路是最基本的将交流转换为直流的电路，由四个二极管两两顺序连接组成，输出电压V0是单相脉动电压，通常用它的平均值与直流电压等效。输出平均电压为
1.2 脉宽调制电路
脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。本文采用能承受较大电流，漏电流较小的功率开关管，当功率开关管受PWM脉冲激励而导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在场效应管导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax，根据法拉第电磁感应定律：
Ipmax=（Ε/Lp）Ton
式中：E――整流电压；Lp――变压器初级绕组电感；Ton――场效应管导通时间。
在场效应管关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为
Ismax=nLpmax=n（Ε/Lp）Ton
式中：n――变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。
高频变压器在场效应管导通期间初级绕组储存的能量与场效应管关闭期间次级绕组释放的能量相等：
N（E/Ls）Ton=（Uo/Ls）Toff
式中：Ls――变压器次级绕组电感；Uo――输出电压；Toff――场效应管关闭时间。
因为LP=n2L， 则：（E/nLS）Ton=（Uo/LS）Toff，ETon=nUoToff
Uo=（Ton/nToff）E
1.3 启动电路
电源是通过启动电阻提供电流给电容充电，当电容电压达到启动电压门槛值时，脉宽调制芯片开始工作并提供驱动脉冲，推动开关管工作。
1.4 反馈回路
反馈回路有单片机主导构成，起着稳定电压输出、调节电压输出和显示电路电压的作用。
2 单片机及电路的设计
2.1 复位电路
本文采用的是一个低功耗，高性能CMOS 8位的AT89S52单片机，为了使单片机内特殊功能寄存器初始化，所以需要一个复位电路来实现，复位后可使AT89S52单片机到初始状态，并从初始状态开始正常工作。在正常运行情况下，只要RST引脚上出现两个机器周期时间以上的高电平，即可引起系统复位，
2.2 时钟电路
AT89S52单片机有一个用于构成内部振荡器的反相放大器，XTAL1 和XTAL2 分别是放大器的输入、输出端。从外部时钟源驱动器件的话，XTAL2 可以不接，而从 XTAL1 接入，由于外部时钟信号经过二分频触发后作为外部时钟电路输入的，所以对外部时钟信号的占空比没有其它要求，最长低电平持续时间和最少高电平持续时间等还是要符合要求的。 外接晶体以及电容C2和C1构成并联谐振电路，它们起稳定振荡频率、快速起振的作用，其值均为30P左右，晶振频率选12MHz。
2.3 D/A转换器
如图1-2在控制电路中需要一可变的基准电源来改变稳压调节器输入端电压的大小，而单片机输出的控制信号为数字信号，所以变化的基准电压需借助数模转换器产生。
3 软件的设计
3.1 主要完成三方面的功能
1）.设置电压并且保存，主要是对EEROM的操作。
2）.把设置的电压送到DA，主要是对DA的操作。
3）.中断显示，把设置的电压显示到LED数码管上。
3.2 程序设计思想
当电源打开的时候，MCU进行复位，寄存器清零。接着电源应该显示和输出上次关机前的电压大小，这时候MCU先读取EEPROM中保存的电压编号，根据电压编号读出对应电压，把该数据送到DA，在转换成BCD码送到显示部分。这时候程序循环检测是否有按键信号，如果调节键按下，电压编号指向下一个，保存该电压编号，读对应电压，把他送到DA并且显示。如果调节键+按下，当前电压数据加1，相对应输出电压（POWER―OUT引脚）增加0.1V，保存设置电压数据。如果调节键-按下，电压数据减1，输出电压减少0.1V，保存设置电压数据。
4 结束语
结合单片机开发的开关电源是电源技术发展的创新技术，其功率小，整机的稳定、可靠，而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V（ 10%），而开关型稳压电源在电网电压在110～260V范围内变化时，都可获得稳定可调的输出电压，使电源模块的智能化程度更高，性能更完美。并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
参考文献
[1] 《开关稳压电源原理与实用技术》慕苤勋等编著，科学出版社，2005.6.
电源开关范文第5篇
二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。
焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。
三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路：
(1).电源开关交流回路
(2).输出整流交流回路
(3).输入信号源电流回路
(4).输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下：
·放置变压器
·设计电源开关电流回路
·设计输出整流器电流回路
·连接到交流电源电路的控制电路
·设计输入电流源回路和输入滤波器设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则：
(1)首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。
(2)放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集.
(3)以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接,去耦电容尽量靠近器件的VCC。
(4)在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。
(5)按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。
(6)布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。
(7)尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。
四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。根据印制线路板电流的大小，尽量加租电源线宽度，减少环路电阻。同时、使电源线、地线的走向和电流的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。接地是开关电源四个电流回路的底层支路，作为电路的公共参考点起着很重要的作用，它是控制干扰的重要方法。因此，在布局中应仔细考虑接地线的放置，将各种接地混合会造成电源工作不稳定。在地线设计中应注意以下几点：
1.正确选择单点接地通常，滤波电容公共端应是其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。在本开关电源中，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而采用一点接地，即将电源开关电流回路（中的几个器件的地线都连到接地脚上，输出整流器电流回路的几个器件的地线也同样接到相应的滤波电容的接地脚上，这样电源工作较稳定，不易自激。做不到单点时，在共地处接两二极管或一小电阻，其实接在比较集中的一块铜箔处就可以。
2.尽量加粗接地线若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，如有可能，接地线的宽度应大于3mm，也可用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。进行全局布线的时候，还须遵循以下原则：
(1).布线方向：从焊接面看，元件的排列方位尽可能保持与原理图相一致，布线方向最好与电路图走线方向相一致，因生产过程中通常需要在焊接面进行各种参数的检测，故这样做便于生产中的检查，调试及检修（注：指在满足电路性能及整机安装与面板布局要求的前提下）。
(2).设计布线图时走线尽量少拐弯，印刷弧上的线宽不要突变，导线拐角应≥90度,力求线条简单明了。
(3).印刷电路中不允许有交叉电路，对于可能交叉的线条，可以用“钻”、“绕”两种办法解决。即让某引线从别的电阻、电容、三极管脚下的空隙处“钻”过去，或从可能交叉的某条引线的一端“绕”过去，在特殊情况下如何电路很复杂，为简化设计也允许用导线跨接，解决交叉电路问题。因采用单面板，直插元件位于top面，表贴器件位于bottom面，所以在布局的时候直插器件可与表贴器件交叠，但要避免焊盘重叠。
3．输入地与输出地本开关电源中为低压的DC－DC，欲将输出电压反馈回变压器的初级，两边的电路应有共同的参考地，所以在对两边的地线分别铺铜之后，还要连接在一起，形成共同的地。
五、检查布线设计完成后，需认真检查布线设计是否符合设计者所制定的规则，同时也需确认所制定的规则是否符合印制板生产工艺的需求，一般检查线与线、线与元件焊盘、线与贯通孔、元件焊盘与贯通孔、贯通孔与贯通孔之间的距离是否合理，是否满足生产要求。电源线和地线的宽度是否合适，在PCB中是否还有能让地线加宽的地方。注意：有些错误可以忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，检查间距时会出错；另外每次修改过走线和过孔之后，都要重新覆铜一次。
六、复查根据“PCB检查表”，内容包括设计规则，层定义、线宽、间距、焊盘、过孔设置，还要重点复查器件布局的合理性，电源、地线网络的走线，高速时钟网络的走线与屏蔽，去耦电容的摆放和连接等。
七、设计输出输出光绘文件的注意事项：
电源开关范文第6篇
当前有许多不同的半导体器件，因此在为车载应用设计一款降压或降压模式转换器时可能会用到广泛的拓扑结构。本文对不同的拓扑结构进行了高层次的概述。
外部开关与集成开关
降压转换器解决方案中有许多集成开关和外部开关，后者通常被称为步降或降压控制器。这两种开关具有明显的优缺点，因此在两种开关之间进行选择时必须要考虑到其各自的优缺点。
许多集成开关都具有组件数量少的优点，这一优点使这些开关拥有较小的尺寸，可以用于许多低电流应用。由于其集成性，在表现出良好EMI性能的同时，它们均可以在高温或其他外部可能出现的影响条件下得到保护。但是它们也有不足之处，即电流和散热极限问题；而外部开关则提供了更大的灵活性，电流处理能力仅受外部FET选择的限制。在负极侧，外部开关需要更多的组件且必须得到保护，以免受到潜在问题的损坏。
为了处理更高的电流，开关也要更大些，这就使得集成更加昂贵，因为需要占用芯片更大的宝贵空间并且需要采用更大的封装。另外功耗问题也是一个难题。因此，我们可以得出这样的结论：对于较高的输出电流(通常高于5A)而言，外部开关是上佳之选。
同步整流与异步整流
仅具有一个开关的异步或非同步整流器降压转换器在低位通路中需要一个续流二极管，而在具有两个开关的同步整流器降压转换器中，第二个开关取代了上述续流二极管。与同步解决方案相比，异步整流器具有可提供较为便宜的解决方案的优点，但是其效率不是很高。
利用一个同步整流器拓扑，并把一个外部肖特基二极管与低位开关并联将可以获得最高的效率。相对于肖特基二极管，由于在“开启”状态下存在一个较低的压降，因此这种低位开关的更高复杂度提高了效率。在停滞时间期间(两个开关均处于关闭状态)，与FET内部背栅二极管相比，外部肖特基二极管具有更低的压降性能。
外部补偿与内部补偿
一般来说，采用外部开关的降压控制器可提供外部补偿，因为他们所适合的应用非常广泛。外部补偿有助于控制环路适应各种外部组件，如FET、电感以及输出电容。
对于采用集成开关的转换器而言，一般会同时用到外部补偿和内部补偿。内部补偿实现了极快的工艺验证周期以及较小的PCB解决方案尺寸。
内部补偿的优势可以概括为易于使用(因为只需要对输出滤波器进行配置)、可进行快速设计，且组件数量较少，因此可提供低电流应用小尺寸解决方案。其缺点就是灵活性较差，且输出滤波器必须服从于内部补偿。而外部补偿提供了更大的灵活性，可以根据所选的输出滤波器对补偿进行调整，同时，对于较大的电流而言，该补偿可以是一个较小的解决方案，但是这种应用更为困难。
电流模式控制与电压模式控制
在图1所描述的拓扑结构中，仍然存在许多可以进一步差异化的方面。例如，调节环路的拓扑以及所使用的开关类型可以是不同的。
调节器本身可以以电压模式或电流模式进行控制。在电压模式控制时，输出电压为控制环路提供了主反馈，且前馈补偿通常是通过使用输入电压作为一个次级控制环路来实施的，以增强瞬态响应行为；在电流模式控制时，电流为控制环路提供了主反馈。根据控制环路的不同，这一电流可以是输入电流、电感电流或输出电流。次级控制环路为输出电压。
电流模式控制具有可提供快速反馈环路响应的优点，但是要求具有斜率补偿，需要开关噪声滤波以进行电流测量，且在电流检测分路上存在功率损耗。电压模式控制不需要斜率补偿，并且可提供具有前馈补偿的快速的反馈环路响应，虽然在这里推荐使用瞬态响应增强性能，但是误差放大电路可能要求更高的带宽。
电流和电压模式控制拓扑结构均适合于为了用于大多数应用进行的调整。在许多情况下，电流模式控制拓扑都要求有一个额外的电流环路检测电阻器；具有集成前馈补偿的电压模式拓扑实现了几乎相同的反馈环路响应，且无需电流环路检测电阻器。此外，前馈补偿还简化了补偿设计。许多单期的开发工作都是利用电压模式控制拓扑来实现的。
开关、NMOSFET与PMOSFET
当前常用的开关均为增强型MOSFET，并且有许多步降/降压转换器和控制器都采用了NMOSFET和PMOSFET驱动器。与 PMOSFET相比，NMOSFET通常提供的性价比更高，该器件上的驱动电路也更为复杂。为了开关一个NMOSFET，需要一个比该器件输入电压更高的栅极电压。诸如自举或充电泵的技术必须是集成的，增加了成本，也降低了NMOSFET最初的成本优势。
示例应用
这两种应用方案中的主芯片为TI推出的TPs40200异步降压控制器和TPS5410/20/30异步降压转换器，它们专门针对车载行业苛刻的要求和AEC Q100规范而开发。
TPS40200为一个外部PMOSFET提供集成的驱动器，从而提供了一款成本极低的解决方案。它具有一个异步整流器、外部补偿和具有前馈补偿功能的电压模式控制。该拓扑允许通过选择外部PMOSFET对输出电流能力进行调整，与此同时，集成的电流限制功能实现了对外部PMOSFET的保护以防止出现过流。外部补偿有助于适应电感和输出电容器更宽范围的设置。这就实现了成本和效率的进一步优化。
在图3所示的设计方案中，TPS40200降压转换器在3.3V时可提供2A的电流，并实现90％以上的效率(在5V时，可实现94％的效率)。
在车载环境中，该组件所提供的重要特性包括：宽输入电压范围(4V-52V)、宽工作温度范围(TJ为-40℃～+150℃)、与外部频率同步的能力，以及可编程短路保护特性。
异步降压转换器TPS5410，20/30具有一个集成的NMOSFET开关、一个异步整流器，并提供了内部补偿，以及具有前馈补偿的电压模式控制。
除了输出滤波器以外，唯一必须的外部组件就是位于低位通道上的续流肖特基二极管。我们对集成补偿与集成的NMOSFET进行了调整，以实现TPS5410高达1A的连续输出电流、TPS5420 2A的电流以及TPS5430高达3A的电流。由于内部补偿的采用以及较少的组件数量，该器件实现了非常短的工艺验证周期以及非常小的PCB解决方案尺寸。
和TPS40200一样，TPS5410/20/30也提供了重要的车载环境特性。由于采用了内部补偿和电源开关，该器件具有宽的输入电压范围(5V-36V)、宽的工作温度范围(TJ为-40℃～+150℃)、短路保护功能以及较少的组件数量。
电源开关范文第7篇
1.电源对比与选择
一台汤姆逊TH-4R100C彩电，三无。在某修理部维修时，经检查电源开关管BU508和电路多只元件损坏。更换开关管和损坏的其它元件后，检查电源其它元件和负载未见异常，可是通电开机后，瞬间开关管再次损坏，连续更换3只开关管均被损坏，不敢再换，送修我处。该电源维修期刊中也有类似屡损开关管介绍。从经济方面考虑，计划用现有的日电CT1803彩电开关电源代换汤姆逊TH-4R100C开关电源。
比较两个开关电源代换条件：
电源类型：二者均为并联型开关电源，具备代换要求。
输出功率方面：二者均为20 ~21英寸彩电开关电源，输出功率接近。
输出电压方面：日电CT1803电源输出110V和25V两组电压。汤姆逊TH-4R100C电源有三组电压输出，其中DP51整流后的U1为90V，经泵电源电路升压、L57整流、CL57滤波后变为108V，为行输出级供电；DP46整流后的U3电压为22V，为伴音功放电路供电； DP47整流后的U2电压为13V，经IP61稳压后变为U7，电压为12V，为小信号电路供电。日电电源虽然只有110V和25V电压输出，分析后认为：日电电源输出的110V可直接接到被代换电源的108V泵电源输出端，25V代换为伴音功放供电的22V，不会对功放电路造成威胁，而被代换电源的U2电流不大，可在25V输出电压上通过降压取得。
开关机控制电路：日电CT1803不是遥控彩电，无遥控开关机控制电路，汤姆逊TH-4R100C开关机控制电路是通过控制IP61是否输出12V电压待机的，代换后对被代换电源的开关机电路不产生影响，符合代换要求。
2.代换方法
代换接线电路如图1所示，具体代换步骤如下：
①代换电源为品牌电源，整流滤波电路较好，可以采用。在220V市电输入端抗干扰电路LP01之后断开，接入日电电源的市电输入端。
②将汤姆逊TH-4R100C输出整流电路的DP46、DP47、DP51和泵电源整流电路的BL57拆除，代换电源的输出端地线接被代换电源的地线，代换电源的110V输出端J2接被代换电源的原泵电源整流管DL57负极；代换电源的25V输出端J3接被代换电源的原DP46的负极，并将代换电源的R611短接。
③代换电源设有行回扫脉冲控制电路，而被代换电源没有。在被代换彩电的行输出变压器上用导线绕6匝后接入被代换电源的J1与J4之间。如果开机后，输出电压偏低，应将J1与J4接线对调。
④在代换电源的25V输出端外接一个三端稳压器7815，降压到15V后接被代换电源的原DP47的正极，代替U2的13V电压。
例2.用市售电源代换索尼2182CH彩电电源
1.电源对比与选择
一台索尼2182CH彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路IC601（STR50115B）损坏。更换STR50115B后，通电开机瞬间行输出管击穿损坏。拆出行输出管，接60瓦灯泡作假负载，测量开关电源输出电压，高达150V，查STR50115B元件未见异常，说明新更换的STR50115B内部稳压电路不良。当时再也购不到STR50115B，计划用市售开关电源代换索尼2182CH电源。比较两个开关电源代换条件：
电源类型：索尼2182CH彩电电源为串联热底板电路，并具有行脉冲同步和激励电路。市售电源为并连冷底板电源，无需行脉冲同步和激励电路。用并连冷底板电源代换串联热底板电路，满足代换要求。
输出功率方面：由于市售电源质量欠佳，决定用25英寸电源代换 20英寸索尼电源，满足输出功率要求。
输出电压方面：市售电源为仿三洋电源，＋B电压为130V，偏高。经过调整取样电路，输出电压降到以下值：180V、110V、 24V、16V四组输出电压，索尼电源仅需110V和16V两组电压，符合代换要求。
开关机控制电路：二者均无开关机控制电路。
2.代换方法
代换电路如图2所示。具体代换步骤如下：
①考虑到市售电源市电输入抗干扰电路和滤波电路欠佳，保留被代换电源市电输入和抗干扰、整流滤波电路，从滤波电容C606两端接入市售电源的300V电容两端，为了代换后将索尼底板变为冷底板，将索尼电源电路C606以后的电路全部与原电路断开。
②将索尼电源115V输出端和15V输出端与原电源电路断开，代换电源的输出端地线接被代换电源的地线，代换电源的110V输出端接被代换电源的115V输出端；代换电源的16V输出端接被代换电源的原15V整流管的负极。
③将索尼电源的行逆程脉冲反馈电路从D606正极切断。
例3.用日电CT1803开关电源代换康佳T2106电源
1.电源对比与选择
一台康佳T2106彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路STR-S6309损坏，标签部分炸裂。更换STR-S6309后，检查电源其它元件和负载未见异常，可是通电开机后，瞬间STR-S6309再次损坏。当时一只STR-S6309近百元，很多期刊也都介绍该机STR-S6309容易损坏，而手中存有日电CT1803彩电开关电源，从经济方面考虑，计划用其代换康佳T2106开关电源。
比较两个开关电源代换条件：
电源类型：二者均为并联型开关电源。
输出功率方面：二者均为20 ~21英寸彩电开关电源，输出功率接近。
输出电压方面：日电CT1803电源输出110V和25V两组电压，康佳T2106电源有四组电压输出，其中D904整流后的105V、D909整流后的26V与日电电源相对应， D905整流后的电压是待机时为CPU副电源提供电压的，D907整流后的电压均是开机时为CPU副电源提供电压的。
开关机控制电路：日电20T774PDH不是遥控彩电，无遥控开关机控制电路，康佳T2106开关机控制电路是通过控制开关电源脉宽实现待机的，无法对日电电源进行控制，代换时开关机控制电路需进行改动，由原来控制开关电源脉宽改为控制电源市电输入，CPU副电源也需另用一只变压器单独供给，这样康佳电源D905和D907整流后的电压正好不用，符合代换要求。
2.代换方法
代换电路如图3所示。 具体代换步骤如下：
①将康佳被代换电源输出整流电路的D904、D905、D909拆除，在220V市电输入端抗干扰电路L902之后断开，接入新增加的副电源15V变压器B的初级，次级一端接C921负极的地，另一端接D907的正极，并将D907的正极与T901的连接脚之间断开。该电压经D907整流、C921滤波，通过D908作为副电源，为CPU供电。
②将康佳电源的C918正极与C921的正极相连，断开Q902的集电极改接到新12V继电器的上端，继电器另一端接地，与原来的开关机电路组成新的开关机电路，代换电源的市电输入的经继电器控制后输入。通过控制继电器的通断，达到待机的目的。
③代换电源的输出端地线接被代换电源的C917负极地线，代换电源的110V输出端J2接被代换电源的C917正极；代换电源的25V输出端J3接被代换电源的C926正极，并将代换电源的R611短接。
④代换电源设有行回扫脉冲控制电路，而被代换电源没有。在被代换彩电的行输出变压器上用导线绕6匝后接入被代换电源的J1与J4之间。如果开机后，输出电压偏低，应将J1与J4接线对调。
⑤继电器触点接成常闭点开机，关机时吸合断开。
⑥代换电源和副电源立在被代换电源一侧，并注意与其它电路保持良好的绝缘。
例4.用康艺KTN－5145开关电源代换康佳2506电源
1.电源对比与选择
一台康佳T2506彩电，三无。经检查开关电源厚膜电路STR-S6309及其电路损坏，其次级的开关机控制电路中的Q902、Q903和行输出管也同时损坏。由于市售的STR-S6309质量不佳，在其它修理部维修时新更换的STR-S6309再次损坏，不敢再修。从经济和安全方面考虑，准备用代换方法修复。
购得一块康艺KTN-5145彩电开关电源，比较两个开关电源代换条件:
电源类型：二者均为并联型开关电源。
输出功率方面：虽然康艺开关电源是用在20英寸电视机上，但质量上乘，开关变压器体积与25英寸彩电开关变压器差不多，开关管的散热片也比较大，估计能胜任25英寸彩电供电。
输出电压方面：康艺电源输出110V和18V、12V三组电压，康佳T2506电源有四组电压输出，其中D904整流后的130V为行输出电路提供电压，D909整流后的26V为功放电路提供电压，D907整流后的14V开机时为CPU提供电压， D905整流后的电压开机时65V不用，待机时变为15V为CPU副电源提供电压，由于代换电源电压均偏低，需对稳压电路进行调整以达到代换要求。
开关机控制电路：康艺电源的开关机控制是控制＋B电压的通断来实现待机的，康佳T2106开关机控制电路是通过控制开关电源脉宽实现待机的，代换时开关机控制电路需进行改动，由原来控制开关电源脉宽改为控制代换电源的开关机控制电路，达到控制＋B电压的通断来实现待机。由于待机时开关电源正常工作，各路输出电压不变，CPU副电源不再需要电压转换，这样康佳电源D905整流后的电压正好不用，符合代换要求。
2.代换方法
代换电路如图4所示。具体代换步骤如下：
①先将代换电源的输出电压调整到需要值。在代换电源＋B整流滤波电容两端接100W灯泡做假负载，将电源接入市电，测量＋B电压，调整取样电路可调电阻，发现调到电阻的一端输出电压仍达不到所需电压。采取减小取样电路上分压电阻的方法，将其减小到原值的20％后，再调整可调电阻，达到了需要值。110V升到130V，原来的18V也升到20V。
②将康佳被代换电源输出整流电路的D904、D905、D907、D909拆除，在220V市电输入端抗干扰电路L902之后断开，接入代换电源的市电输入端。
电源开关范文第8篇
关键词：可饱和电感；尖峰抑制器；磁放大器；移相全桥；谐振变换器；逆变电源
引言
饱和电感是一种磁滞回线矩形比高，起始磁导率高，矫顽力小，具有明显磁饱和点的电感，在电子电路中常被当作可控延时开关元件来使用。由于其独特的物理特性，使之在高频开关电源的开关噪声抑制，大电流输出辅路稳压，移相全桥变换器，谐振变换器及逆变电源等方面得到了日益广泛的应用。
图1饱和电感的B-H特性
1饱和电感的分类及其物理特性
1.1饱和电感的分类
饱和电感可分为自饱和和可控饱和二类。
1.1.1自饱和电感（Saturableinductor）
其电感量随通过的电流大小可变。若铁心磁特性是理想的（例如呈矩形），如图1（a）所示，则饱和电感工作时，类似于一个“开关”，即绕组中的电流小时，铁心不饱和，绕组电感很大，相当于“开路”；绕组中电流大时，铁心饱和，绕组电感小，相当于开关“短路”。
1.1.2可控饱和电感（controlledsaturableinductor）
又称可控饱和电抗器（controlledsaturablereactor），其基本原理是，带铁心的交流线圈在直流激磁作用下，由于交直流同时激磁，使铁心状态一周期内按局部磁回线变化，因此，改变了铁心等效磁导率和线圈电感。若铁心磁特性是理想的（B－H特性呈矩形），则可控饱和电感类似于一个“可控开关”。在开关电源中，应用可控饱和电感可以吸收浪涌，抑制尖峰，消除振荡，与快速恢复整流管串联时可使整流管损耗减小。如图1（b）所示，可控饱和电感具有高磁滞回线矩形比（Br/Bs），高起始磁导率μi，低矫顽力Hc，明显的磁饱和点（A，B）及由于其磁滞回线所包围的面积狭小而使其高频磁滞损耗较小等特征。为此，可控饱和电感在应用方面的两个显著特点为
1）由于饱和磁场强度很小，所以，可饱和电感的储能能力很弱，不能被当作储能电感使用。可饱和电感的最大储能Em的理论值可用式（1）表示。
Em=μVH2/2（1）
式中：μ为临界饱和点磁导率；
H为临界饱和点磁场强度；
V为磁性材料的有效体积。
2）由于可饱和电感的起始磁导率高，磁阻小，电感系数和电感量都很大，在施加外部电压时，电感内部起始电流增长缓慢，只有经过Δt的延时后，当电感线圈中的电流达到一定数值时，可饱和电感才会立即饱和，因而在电路中常被当作可控延时开关元件使用。
1.2可饱和电感随电流变化的关系
因为，有气隙和无气隙的dB/di磁路的计算方法不同，所以，分别对两种情况进行讨论。
1.2.1无气隙可饱和电感与电流的关系
无气隙可饱和电感L随电流变化的关系可用式（2）表示。
L=(W2S/l)f(WI/l)（2）
式中：W为电感绕组匝数；
I为激磁电流；
f为电感用磁性材料B～H曲线的对应函数；
S为磁性材料的截面积；
l磁性材料的为平均长度。
1.2.2有气隙可饱和电感与电流的关系
任意给定一个导磁体磁路中磁感应强度B1，可由B=f(H)曲线求出导磁体磁路中的磁场强度H1。气隙中的H0值可用式（3）表示。
H0=B1/μ0==ab/[μ0(a+I0)(b+l0)]B1（3）
式中：B0为空气隙磁感应强度；
a和b为磁路矩形截面积边长；
l0为气隙长度；
μ0为空气磁导率。
由磁路定律得I=(H1l+H9l0)/W。改变B值并重复上述步骤，可求出相应的I，得到一组B和I的关系数据。设这个B与I对应的函数为B=f1(I)。
在不考虑漏感时，电感的计算式可用式（4）表示。
L=（Wdφ）/dI=WS（dβ/dI)（4）
式中：为磁路磁通量。
则有气隙可饱和电感与电流的关系为
L=WSf1(I)（5）
2饱和电感在开关电源中的应用
2.1尖峰抑制器
开关电源中尖峰干扰主要来自功率开关管和二次侧整流二极管的开通和关断瞬间。具有容易饱和，储能能力弱等特点的饱和电感能有效抑制这种尖峰干扰。将饱和电感与整流二极管串联，在电流升高的瞬间，它呈现高阻抗，抑制尖峰电流，而饱和后其饱和电感量很小，损耗小。通常将这种饱和电抗器作为尖峰抑制器。
在图2所示电路中，当S1导通时，D1导通，D2截至，由于可饱和电感Ls的限流作用，D2中流过的反向恢复电流的幅值和变化率都会显著减小，从而有效地抑制了高频导通噪声的产生。当S1关断时，D1截至，D2导通，由于Ls存在着导通延时时间Δt，这将影响D2的续流作用，并会在D2的负极产生负值尖峰电压。为此，在电路中增加了辅助二极管D3和电阻R1。
2.2磁放大器
磁放大器是利用可控饱和电感导通延时的物理特性，控制开关电源的占空比和输出功率。该开关特性受输出电路反馈信号的控制，即利用磁芯的开关功能，通过弱信号来实现电压脉冲脉宽控制以达到输出电压的稳定。在可控饱和电感上加上适当的采样和控制器件，调节其导通延时的时间，就可以构成最常见的磁放大器稳压电路。
磁放大器稳压电路有电压型控制和电流型控制两种。图3所示为电压型复位电路，它包括电压检测及误差放大电路，复位电路和控制输出二极管D3，它是单闭环电压调节系统。
图4所示为移相全桥ZVSPWM开关电源磁放大器稳压器[2]。全桥开关电路变压器二次双半波整流各接一个磁放大器SR，其铁心绕有工作绕组和控制绕组。在正半周，当某输出整流管正偏（另一输出整流管反偏），变压器副边输出的方波脉冲加在相应的工作绕组上，使SR铁心正向磁化（增磁）；在负半周，该输出整流管反偏，和控制绕组串联的二极管D3正偏导通，在直流控制电流Ic的作用下，使该SR的铁心去磁（复位）。
控制电路的工作原理是：开关电源输出电压与基准比较后，经误差放大控制MOS管的栅极，MOS管提供与输出电压有关的磁放大器SR的控制电流Ic。
2.3移相全桥ZVSPWM变换器
移相全桥ZVSPWM变换器结合了零电压开关准谐振技术和传统PWM技术两者的优点，工作频率固定，在换相过程中利用LC谐振使器件零电压开关，在换相完毕后仍然采用PWM技术传送能量，控制简单，开关损耗小，可靠性高，是一种适合于大中功率开关电源的软开关电路。但当负载很轻时，尤其是滞后桥臂开关管的ZVS条件难以满足。
将饱和电感作为移相全桥ZVSPWM变换器的谐振电感[3]，能扩大轻载下开关电源满足ZVS条件的范围。将其应用于弧焊逆变电源中[4]，可减少附加环路能量和有效占空比的损失，在保证效率的基础上，扩展了零电压切换的负载范围，提高了软开关弧焊逆变电源的可靠性。
将饱和电感与开关电源的隔离变压器二次输出整流管串联，可消除二次寄生振荡，减小循环能量，并使移相全桥ZVSPWM开关电源的占空比损失最小。
除此以外，将饱和电感与电容串接在移相全桥ZVSPWM开关电源变压器一次[5]，超前臂开关管按ZVS工作；当负载电流趋近于零时，电感量增大，阻止电流反向变化，创造了滞后臂开关管ZCS条件，实现移相全桥ZVZCSPWM变换器。
2.4谐振变换器
采用串联电感或饱和电感的串联谐振变换器[6]如图5所示。当谐振电感电流工作在连续状态时，开关管为零电压/零电流关断，但开通是硬开通，存在开通损耗。反并联二极管为自然开通，但关断时有反向恢复电流，因此，反并联二极管必须采用快恢复二极管。为了减小开关管的开通损耗，实现零电流开通，可以使开关管串联电感或饱和电感。开关管开通之前，饱和电感电流为零。当开关管开通时，饱和电感限制开关管的电流上升率，使开关管电流从零慢慢上升，从而实现开关管的零电流开通，同时改善了二极管的关断条件，消除了反向恢复问题。
2.5逆变电源[7]
逆变电源以其控制性能好，效率高，体积小等诸多优点，被广泛用于自动控制，电力电子及精密仪器等各个方面。它的性能与整个系统的品质息息相关，尤其是电源的动态性能。由于逆变电源自身的特点，其动态特性一直不够理想。
采用PWM和PFM控制的逆变电源，其工作原理决定了要得到平滑的电流电压波形，必须在其输出电路上加续流电感，而该电感正是影响逆变电源动态性能的主要因素。对于恒压源，电感电流与负载完全成反比关系；对于可控恒流源，要使电感电流由小变大，必然要以小的负载值作为前提，尽管不是完全的对应关系，但可以说电流的变化在某种程度上反映了负载的变化。
因此，采用随电流增大而减小的电感作为逆变电源的输出电感，可有效地改变电源输出电路的时间常数T，使其完全与R成反比（T=L/R），进而在负载变化范围内维持在一个相对较小的数值上，这样自然会提高动态性能。
电源开关范文第9篇
开关电源中的功率开关管在高频下的通、断过程产生大幅度的电压和电流跳变,因而产生强大的电磁骚扰,但骚扰的频率范围(
电磁骚扰
讨论电磁骚扰一般是从骚扰源的特性,骚扰的耦合通道特性和受扰体的特性三个方面来进行的。
1.开关电源中的主要电磁骚扰源
开关电源中的电磁骚扰源主要有开关器件、二极管和非线性无源元件;在开关电源中,印制板布线不当也是引起电磁骚扰的一个主要因素。
1.1 开关电路产生的电磁骚扰
对开关电源来说,开关电路产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的dv/dt是具有较大辐度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲骚扰产生的主要原因是 :
1)开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡,叠加在关断电压上,形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这个噪声会传导到输入输出端,形成传导骚扰,重者有可能击穿开关管。
2)脉冲变压器初级线圈,开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射骚扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。
1.2 二极管整流电路产生的电磁骚扰
主电路中整流二极管产生的反向恢复电流的|di/dt|远比续流二极管反向恢复电流的|di/dt|小得多。作为电磁骚扰源来研究,整流二极管反向恢复电流形成的骚扰强度大,频带宽。整流二极管产生的电压跳变远小于电源中的功率开关管导通和关断时产生的电压跳变。因此,不计整流二极管产生的|dv/dt|和|di/dt|的影响,而把整流电路当成电磁骚扰耦合通道的一部分来研究也是可以的。
1.3 dv/dt与负载大小的关系
功率开关管开通和关断时产生的dv/dt是开关电源的主要骚扰源。经理论分析及实验表明,负载加大,关断产生的|dv/dt|值加大,而负载变化对开通的|dv/dt|影响不大。由于开通和关断时产生的|dv/dt|不同,从而对外部产生的骚扰脉冲也是不同的。
2. 开关电源电磁噪声的耦合通道
描述开关电源和系统传导骚扰的耦合通道有两种方法:
1)将耦合通道分为共模通道和差模通道;
2)采用系统函数来描述骚扰和受扰体之间的耦合通道的特性。
2.1 共模和差模骚扰通道
开关电源在由电网供电时,它将从电网取得的电能变换成另一种特性的电能供给负载。同时开关电源又是一噪声源,通过耦合通道对电网、开关电源本身和其它设备产生骚扰,通常多采用共模和差模骚扰加以分析。 如图1,为开关电源共模骚扰等效电路。
“共模骚扰”是指骚扰大小和方向一致,其存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间。共模骚扰也称为纵模骚扰、不对称骚扰或接地骚扰。是载流体与大地之间的骚扰。如图2,为带共模干扰的+5V直流信号。
“差模骚扰”是指大小相等,方向相反,其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。差模骚扰也称为常模骚扰、横模骚扰或对称骚扰。是载流体之间的骚扰。
共模骚扰说明骚扰是由辐射或串扰耦合到电路中的,而差模骚扰则说明骚扰源于同一条电源电路的。通常这两种骚扰是同时存在的,由于线路阻抗的不平衡,两种骚扰在传输中还会相互转化,情况十分复杂。共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的,|di/dt|也产生一定的共模骚扰。但是,在低压大电流的开关电源中,共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的还是由|di/dt|产生的,需要进一步研究。 如图3,共模/差模信号与磁场的关系。
在频率不是很高的情况下,开关电源的骚扰源、耦合通道和受扰体实质上构成一多输入多输出的电网络,而将其分解为共模和差模骚扰来研究是对上述复杂网络的一种处理方法,这种处理方法在某种场合还比较合适。但是,将耦合通道分为共模和差模通道具有一定的局限性,虽然能测量出共模分量和差模分量,但共模分量和差模分量是由哪些元器件产生的,的确不易确定。因此有人用系统函数的方法来描述开关电源骚扰的耦合通道,即研究耦合通道的系统函数与各元器件的关系,建立耦合通道的电路模型。许多系统分析的结果,如灵敏度的分析、模态的分析等,都可用来研究开关电源的EMD的调试和预测。但是,用系统函数的方法分析骚扰的耦合通道,还需要做很多工作。
2.2.2 杂散参数影响耦合通道的特性
在传导骚扰频段(小于30MHz)范围内,多数开关电源骚扰的耦合通道是可以用电路网络来描述的。但是,在开关电源中的任何一个实际元器件,如电阻器、电容器、电感器乃至开关管、二极管都包含有杂散参数,且研究的频带愈宽,等值电路的阶次愈高,因此,包括各元器件杂散参数和元器件间的耦合在内的开关电源的等效电路将复杂得多。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,分布电容的存在成为电磁骚扰的通道。另外,在开关管功率较大时,集电极一般都需加上散热片,散热片与开关管之间的分布电容在高频时不能忽略,它能形成面向空间的辐射骚扰和电源线传导的共模骚扰。
电磁骚扰的抑制
对开关电源的EMD的抑制措施,主要是
1)减小骚扰源的骚扰强度;
2)切断骚扰传播途径。
为了达到这个目的,主要从选择合适的开关电源电路拓扑;采用正确的接地、屏蔽、滤波措施;设计合理的元器件布局及印制板布线等几个方面考虑。
1.减小开关电源本身的骚扰
减小开关电源本身的骚扰是抑制开关电源骚扰的根本,是使开关电源电磁骚扰低于规定极限值的有效方法。
1)减小功率管通、断过程中产生的骚扰
上面分析表明,开关电源的主要骚扰是来自功率开关管通、断的dv/dt。因此减小功率开关管通、断的dv/dt是减小开关电源骚扰的重要方面。人们通常认为软开关技术可以减小开关管通、断的dv/dt。但是,目前的一些研究结果表明软开关并不像人们预料的那样,可以明显地减小开关电源的骚扰。没有实验结果表明,软开关变换器在EMC性能方面明显地优于硬开关变换器。
有文献系统地研究了PWM反激式变换器、准谐振零电流变频开关正激变换器、多谐振零电压变频开关反激式变换器、多揩振零电压变频开关正激变换器、电压箝位多谐振零电压定频开关反激式变换器以及半桥式零电压变频串联谐振变换器的EMD特性,讨论了缓冲电路、箝位电路、变频与定频控制对骚扰水平的影响。实验结果表明,具有电压箝位的零电压定频开关变换器的EMD电平最低。
因此,采用软开关电源技术,结合合理的元器件布置及合理的印制电路板布线,对开关电源的EMD水平有一定的改善。
2)开关频率调制技术
将频率不变的调制改变为随机调制,变频调制等。频率固定不变的调制脉冲产生的骚扰在低频段主要是调制频率的谐波骚扰,低频段的骚扰主要集中在各谐波点上。由F.Lin提出的开关频率调制方法[3],其基本思想是通过调制开关频率fc的方法,把集中在开关频率fc及其谐波2fc,3fc……上的能量分散到它们周围的频带上,由此降低各个频点上的EMD幅值,以达到低于EMD标准规定的限值。这种开关调频PWM的方法虽然不能降低总的骚扰能量,但它把能量分散到频点的基带上,以达到各个频点都不超过EMD规定的限值。
2. 接地
“接地”有设备内部的信号接地和设备接大地,两者概念不同,目的也不同。“地”的经典定义是“作为电路或系统基准的等电位点或平面”。
3.2.1 设备的信号接地
设备的信号接地,可能是以设备中的一点或一块金属来作为信号的接地参考点,它为设备中的所有信号提供了一个公共参考电位。
在这里介绍浮地和混合接地,另外,还有单点接地和多点接地。
1)浮地
采用浮地的目的是将电路或设备与公共接地系统,或可能引起环流的公共导线隔离开来。浮地还可以使不同电位间的电路配合变得容易。实现电路或设备浮地的方法有变压器隔离和光电隔离。浮地的最大优点是抗骚扰性能好。
浮地的缺点是由于设备不与公共地相连,容易在两者间造成静电积累,当电荷积累到一定程度后,在设备地与公共地之间的电位差可能引起剧烈的静电放电,而成为破环性很强的骚扰源。
一个折衷方案是在浮地与公共地之间跨接一个阻值很大的泄放电阻,用以释放所积累的电荷。注意控制释放电阻的阻抗,太低的电阻会影响设备泄漏电流的合格性。
2)混合接地
混合接地使接地系统在低频和高频时呈现不同的特性,这在宽带敏感电路中是必要的。电容对低频和直流有较高的阻抗,因此能够避免两模块之间的地环路形成。当将直流地和射频地分开时,将每个子系统的直流地通过10～100nF的电容器接到射频地上,这两种地应在一点有低阻抗连接起来,连接点应选在最高翻转速度(di/dt)信号存在的点。
3.2.2 设备接大地
在工程实践中,除认真考虑设备内部的信号接地外,通常还将设备的信号地,机壳与大地连在一起,以大地作为设备的接地参考点。设备接大地的目的是:
1)保证设备操作人员人身的安全。
2)泄放机箱上所积累的电荷,避免电荷积累使机箱电位升高,造成电路工作的不稳定。
3)避免设备在外界电磁环境的作用下使设备对大地的电位发生变化,造成设备工作的不稳定。
由此可见,设备接大地除了是对人员安全、设备安全的考虑外,也是抑制骚扰发生的重要手段。
3. 屏蔽
抑制开关电源产生的骚扰辐射的有效方法是屏蔽,即用电导率良好的材料对电场屏蔽,用磁导率高的材料对磁场屏蔽。为了防止脉冲变压器的磁场泄露,可利用闭合环形成磁屏蔽,另外,还要对整个开关电源进行电场屏蔽。屏蔽应考虑散热和通风问题,屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形多孔,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性,如果采用螺钉固定,注意螺钉间距要短。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施,否则,这些会成为骚扰发射天线,严重降低屏蔽外壳的屏蔽效果。若用电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地,否则,将起不到屏蔽效果;若用磁场屏蔽,屏蔽外壳则不需接地。对非嵌入的外置式开关电源的外壳一定要进行电场屏蔽,否则,很难通过辐射骚扰测试。
4. 滤波
电源滤波器安装在电源线与电子设备之间,用于抑制电源线引出的传导骚扰,又可以降低从电网引入的传导骚扰。对提高设备的可靠性有重要的作用。
开关电源产生的电磁骚扰以传导骚扰为主,而传导骚扰又分差模骚扰和共模干扰两种。通常共模骚扰要比差模骚扰产生更大的辐射型EMD。目前抑制传导EMD最有效的方法是利用无源滤波技术。如图4,为共模与差模噪声对比(红色为共模噪声,蓝色为差模噪声)。
作为一种双端口网络EMD滤波器,它对骚扰的抑制性能不仅取决于滤波器本身的拓扑,而且在很大程度上也受EMD滤波器输入、输出阻抗值的影响。由于EMD滤波器阻抗和负载阻抗的可变动性以及它们可能直接与电网相连的特点,电源EMD滤波器的输入、输出阻抗不但不匹配而且常常是末知的。这就造成了EMD滤波器设计不能完全应用成熟的通信用滤波器的设计方法和理论。这是电源波波器设计面临的主要问题。
5.元器件布局及印制电路板布线
开关电源的辐射骚扰与电流通路中的电流大小,通路的环路面积,以及电流频率的平方等三者的乘积成正比,即辐射骚扰E∝I•A•f2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。
上述关系式表明减小通路面积是减小辐射骚扰的关键,这是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级电路中,要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近,且布线紧凑;在次级电路中,要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。
在印制板上,将正负载流导线分别布在印制板的两面,并设法使两个载流导体彼此间保持平行,因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。
布线间的电磁耦合是通过电场和磁场进行的,因此在布线时,应注意对电场与磁场耦合的抑制。对电场的抑制方法有:
1)尽量增大线间距离,使电容耦合为最小;
2)采用静电屏蔽,屏蔽层要接地;
3)降低敏感线路的输入阻抗。
对磁场的抑制方法有:
1)减小骚扰源和敏感电路的环路面积;
2)增大线间距离,使耦合骚扰源与敏感电路间的互感尽可能地小;
3)最好使骚扰源与敏感电路呈直角布线,以便大大降低线路间耦合。
电源开关范文第10篇
【关键词】电力仪表开关电源TOP260EN
中图分类号：F407.61 文献标识码：A 文章编号：
随着电力仪表测量精度的不断提高以及体积越来越小，传统的线性电源虽然设计简单方便，使用的器件较少，纹波能满足仪表设计的要求，但是要求输出功能变大时，变压器的体积是很多工程师棘手的问题，而且成本也随之增加。开关电源体积小、宽输入电压，而且使用合适的元器件，合理的PCB布线，同样也能输出较好的纹波，价格上也可以接近线性电源，甚至更低。本文基于TOP260EN对电力仪表的开关进行了简单的设计。
一、TOPSw itch-HX系列芯片介绍
1、芯片性能特点
TOPSwitch-HX系列芯片是美国Power Integrations公司最新推出的一组开关电源集成芯片。它将高压功率MOSFET、PWM控制器、故障保护电路以及其他控制电路集成到单个CMOS芯片中，具备过压、欠压、过流、过热保护、远程控制等众多功能。它广泛地应用于中小功率开关电源中，使电源损耗更少、电磁干扰更少、体积更小、效率更高、可靠性更高。TOPSwitch-HX系列产品具有以下显著特点：
(1)将脉宽调制(PWM)控制系统的全部功能集成到三端芯片中，内含脉宽调制器、功率开关场效应管(MOS- FET)、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路，通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，真正实现了无工频变压器、隔离式开关电源的单片集成化，使用安全可靠。
(2)采用漏极开路输出，并利用控制极反馈电流IC来线性调节占空比实现AC/DC变换的，即属于电流控制型单片开关电源。
(3)输入交流电压和频率的范围极宽。作固定电压输入时，可选110V/115V/230V交流电，允许变化±15%。在宽电压范围输入时，适配85~265V交流电，但输出功率峰值POM要比前者降低40%。
(4)它只有三个引出端，能以最简方式构成无工频变压器的单端反激式开关电源。开关频率的典型值为100 kHz，允许范围是90 k~110 kHz，占空比调节范围是1.7%~67%。
(5)电路简单，电磁干扰小，成本低廉。由于芯片本身功耗很低，电源效率可达80%左右，最高可达90%
2、芯片内部结构图和引脚功能
TOPSwitch-HX封装主要分为Y封装、E封装、L封装、M封装、P和G封装。现以图1(a)所示的E封装内部结构图来说明TOPSwitch-HX系列芯片的结构特点，其主要由以下几部分组成： (1)控制电压源；(2)带隙基准电压源；(3)频率抖动振荡器；(4)并联调整器/误差放大器；(5)脉宽调制器(含PWM调制器和触发器)；(6)过电流比较器；(7)门驱动级和输出级；(8)具有滞后特性的过热保护电路；(9)关断/自动重启动电路；(10)高压电流源；(11)软启动电路；(12)输入过压、欠压检测及保护电路；(13)电流极限调节器；(14)线路检测器；(15)线路检测端和极限电流设定端的内部电路；(16)停止逻辑；(17)开启电压为1V的电压比较器。
（a）内部结构图
（b）引脚排列图
图1TOPSwitch-HX E型封装的内部结构图和引脚排列图
本次设计选用E封装的TOPSwitch-HX芯片，其
引脚排列如图1(b)所示，引脚功能如下。
漏极引脚(D)：MOSFET漏极引脚，通过内部高压电流源为内部电路提供启动偏置电流。
控制引脚(C)：误差放大器及反馈电流的输入脚，与内部并联调整器相连接，可控制占空比。
极限电流设定端引脚(X)：用于对外部电流设定调整，在此端接上不同的电阻，可使开关电流设定为不同的数值。连接至源极引脚(S)则禁用此引脚的所有功能。
电压监测引脚(V)：是过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、输出过压保护(OVP)、远程开/关和器件重置的输入引脚。连接至源极(S)引脚则禁用此引脚的所有功能。
源极引脚(S)：源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初级控制电路的公共点及参考点。频率引脚(F)：用于选择开关频率的输入引脚，如果连接到源极(S)引脚则开关频率为132kHz，连接到控制引脚(C)则开关频率为66kHz。
二、辅助电源的设计
1、设计要求
超声波发生器对辅助电源的要求是：可靠、稳定、小型、高效率；交流输入电压为85~265VAC；适应负载在较大范围变化；自保护功能齐全。设计技术指标如下，输入电压： 85~265V AC(50Hz)；输出电压和电流： 3路共地， 20V/2A， 12V/1A， 5V/1A； 1路独立地5V/1A；输出电压纹波：≤1%；电源效率η：≥75%；电压调整率SV：±1%；负载调整率SI：±1%。
2、电路设计及工作原理
(1)开关电源集成芯片的选取
由设计要求，可确定电源工作方式为反激式，可计算出电源输出总功率P为62W(P=20×2+12×1+5×1×2=62W)。考虑到设计时需要留有一定裕量，为此可选用TOP260EN芯片，其最大输出功率为93W(适配器模式)。以TOP260EN为核心设计的辅助电源如图2所示。
图2辅助电源原理图
(2) EMI滤波电路与输入整流滤波电路设计
电容C1、C6和电感L1、L2组成EMI滤波电路，其中C6能滤除变压器一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰。桥块BR1和电容C2、C4组成一次整流滤波电路，其中C4为开关电源提供去耦，从而降低差模干扰，C2可确保低纹波直流电流进入反激式转换器级，C2的容量可依照经验来取值，可取容量为120μF、耐压为400V的电解电容。
(3) TOP260EN电路的设计
为了减小变压器和电源的体积，将引脚(F)与引脚(S)短接，使TOP260EN工作在开关频率为132kHz的全频方式。电阻R5、R6和R7用来限制功率，保证在输入电压波动时维持相对恒定的过载功率。将引脚(V)与直流电压输入端之间接入线电压检测电阻R(R=R3+R4)，可为TOP260EN提供线电压前馈信号，一方面保证在直流输入电压下降到100V时，输出没有干扰，实现欠压检测功能；另一方面保证在直流输入电压升至450V以上且电压恢复正常值以前时，使TOP260EN停止工作，防止器件损坏，实现过压检测功能。线电压检测电阻R可由式(1)和式(2)确定为4MΩ。
UUV=IUVR （1）
UOV=IOVR （2）
式中：UUV、UOV、IUV、IOV分别为TOP260EN的欠压、过压、欠压电流、过压电流，其数值分别为100V、450V、25μA、112.5μA。
为了吸收TOP260EN关断时高频变压器一次绕组漏感产生的尖峰电压，以保护MOSFET不受损坏，设计了一个由R8、R9、C5、VR1、D1构成的高效率箝位电路，使漏感中的能量大部分消耗在R8、R9上；同时，通过VR1可将电压箝位在限定范围内，使电源在开启和过载情况下均能满足要求。VR1选用箝位电压为180V的瞬态电压抑制器，D1选用反向耐压为600V的超快恢复二极管。
(4)变压器设计
高频变压器是开关电源的核心元件，在电路中兼有能量转换、电压变换、限流和隔离作用，是整个设计中的难点和关键。在设计和制作时，对磁芯材料的选择、磁芯与线圈的结构、绕制工艺等都要有周密考虑。为了合理选择变压器的磁芯，确定初级、次级线圈的线径、匝数及气隙等参数，本设计选用开关电源专用设计软件PI-Expert来计算变压器参数。磁芯选择：磁芯材料NC-2H，磁芯类型EE35，相关参BW=15.70mm，ML=0mm，MR=0mm，AE=101.40mm2，ALG=324nH/T2，BM=219mT，BP=303mT，BAC=56mT；气隙：LG=0.379mm；初级线圈电感量LP=230μH，初级匝数NP为27. 3匝(实际取28匝)，初级线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕，初级漏感LL为6.3μH；反馈绕组匝数NB为6匝，反馈绕组线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级20V/2A绕组匝数为3匝，线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级12V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)，3股并绕； 5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)， 4股并绕；5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)。软件给出的参数都是经过一定优化得到的，故实际设计中优先选用这些推荐参数，实践证明这样做是合理且高效的。
(5)输出整流滤波电路的设计
高频变压器的二次侧输出电压经二极管D2~D5整流后，由电解电容C13~C16滤波，再经电感L3~L6低通滤波后送给电解电容C17~C20，进一步降低直流电压的交流纹波后向负载输出。设计时，要选用等效串联电阻很小的输出滤波电容，以避免因电容损耗增大而引起的电源可靠性降低。
(6)反馈控制电路的设计
电源能否稳定地工作在额定范围内，反馈控制电路的设计是很重要的。设计中，对于精度要求较高的5V输出，采用线性光耦LTY817C和三端精密稳压器LM431等元件组成电气隔离式反馈电路，其工作原理是：变压器次级偏置绕组的输出电压经过D6、C11整流滤波后给LTY817C中的接收管U2B提供偏置电压，5V输出经电阻分压器R17、R18获得取样电压，与LM431中的2.5V基准电压相比较后产生误差电压，使LTY817C中发光二极管的工作电流产生相应变化，再通过LTY817C隔离放大去改变控制引脚(C)的电流，从而调节TOP260EN的输出占空比，达到输出5V电压稳定的目的。其中R16为限流电阻，推荐值R16=100Ω；电阻分压器R18典型值为10kΩ，R17阻值可根据式(4)确定为10kΩ。
R17=10×(5-2.5) /2.5(kΩ)(4)
C8为控制端的旁路电容；C9与R15一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定；C21为软启动电容； C22和R19构成控制回路的补偿元件；另外，本设计还通过VR2、R12、D7、VR3、R20、U3、R13、D8等器件实现可选次级侧过压保护功能。如果某元件出现故障而导致反馈环路开环，偏置绕组电压将会上升，此时VR2将击穿并通过R12、D7触发引脚(V)而启动过压保护；同时，输出端的电压过高将导致VR3击穿，并使流经R20和U3A中电流增加，进而使U3B中的电流产生相应变化并经R13和D7触发引脚(V)而启动过压保护。
结束语
本文采用TOP260EN研制了一款单片开关电源，论文给出了电路各部分的详细设计方法，并进行了参数计算，通过实测结果分析，验证了理论的可行性，并且产品作为辅助电源应用于某项目中，取得了很好的效果。
参考文献
[1] 闫群民，马永翔. 基于TOP225Y的双输出开关电源设计[J]. 电源技术应用. 2008(07)