电源变压器范文精选
电源变压器范文第1篇
电子变压器和半导体开关器件，半导体整流器件，电容器一起，称为电源装置中的4大主要元器件。根据在电源装置中的作用，电子变压器可以分为：
1）起电压和功率变换作用的电源变压器，功率变压器，整流变压器，逆变变压器，开关变压器，脉冲功率变压器；
2）起传递宽带、声频、中周功率和信号作用的宽带变压器，声频变压器，中周变压器；
3）起传递脉冲、驱动和触发信号作用的脉冲变压器，驱动变压器，触发变压器；
4）起原边和副边绝缘隔离作用的隔离变压器，起屏蔽作用的屏蔽变压器；
5）起单相变三相或三相变单相作用的相数变换变压器，起改变输出相位作用的相位变换变压器（移相器）；
6）起改变输出频率作用的倍频或分频变压器；
7）起改变输出阻抗与负载阻抗相匹配作用的匹配变压器；
8）起稳定输出电压或电流作用的稳压变压器（包括恒压变压器）或稳流变压器，起调节输出电压作用的调压变压器；
9）起交流和直流滤波作用的滤波电感器；
10）起抑制电磁干扰作用的电磁干扰滤波电感器，起抑制噪声作用的噪声滤波电感器；
11）起吸收浪涌电流作用的吸收电感器，起减缓电流变化速率的缓冲电感器；
12）起储能作用的储能电感器，起帮助半导体开关换向作用的换向电感器；
13）起开关作用的磁性开关电感器和变压器；
14）起调节电感作用的可控电感器和饱和电感器；
15）起变换电压、电流或脉冲检测信号的电压互感器、电流互感器、脉冲互感器、直流互感器、零磁通互感器、弱电互感器、零序电流互感器、霍尔电流电压检测器。
从以上的列举可以看出，不论是直流电源，交流电源，还是特种电源，都离不开电子变压器。有人把电源界定为经过高频开关变换的直流电源和交流电源。在介绍软磁电磁元件在电源技术中的作用时，往往举高频开关电源中的各种电磁元件为例证。同时，在电子电源中使用的软磁电磁元件中，各种变压器占主要地位，因此用变压器作为电子电源中软磁元件的代表，称它们为“电子变压器”。
2电源技术对电子变压器的要求
电源技术对电子变压器的要求，像所有作为商品的产品一样，是在具体使用条件下完成具体的功能中追求性能价格比最好。有时可能偏重价格和成本，有时可能偏重效率和性能。现在，轻、薄、短、小成为电子变压器的发展方向，是强调降低成本。从总的要求出发，可以对电子变压器得出四项具体要求：使用条件，完成功能，提高效率，降低成本。
2.1使用条件
电子变压器的使用条件，包括两方面内容：可靠性和电磁兼容性。以前只注意可靠性，现在由于环境保护意识增强，必须注意电磁兼容性。
可靠性是指在具体的使用条件下，电子变压器能正常工作到使用寿命为止。一般使用条件中对电子变压器影响最大的是环境温度。决定电子变压器受温度影响强度的参数是软磁材料的居里点。软磁材料居里点高，受温度影响小；软磁材料居里点低，对温度变化比较敏感，受温度影响大。例如锰锌铁氧体的居里点只有215℃，比较低，磁通密度、磁导率和损耗都随温度发生变化，除正常温度25℃而外，还要给出60℃，80℃，100℃时的各种参数数据。因此，锰锌铁氧体磁芯的工作温度一般限制在100℃以下，也就是环境温度为40℃时，温升必须低于60℃。钴基非晶合金的居里点为205℃，也低，使用温度也限制在100℃以下。铁基非晶合金的居里点为370℃，可以在150℃～180℃以下使用。高磁导坡莫合金的居里点为460℃至480℃，可以在200℃～250℃以下使用。微晶纳米晶合金的居里点为600℃，取向硅钢居里点为730℃，可以在300℃～400℃下使用。
电磁兼容性是指电子变压器既不产生对外界的电磁干扰，又能承受外界的电磁干扰。电磁干扰包括可听见的音频噪声和听不见的高频噪声。电子变压器产生电磁干扰的主要原因是磁芯的磁致伸缩。磁致伸缩系数大的软磁材料，产生的电磁干扰大。铁基非晶合金的磁致伸缩系数通常为最大（27～30）×10－6，必须采取减少噪声抑制干扰的措施。高磁导Ni50坡莫合金的磁致伸缩系数为25×10－6，锰锌铁氧体的磁致伸缩系数为21×10－6。以上这3种软磁材料属于容易产生电磁干扰的材料，在应用中要注意。3％取向硅钢的磁致伸缩系数为（1～3）×10－6，微晶纳米晶合金的磁致伸缩系数为（0.5～2）×10－6。这2种软磁材料属于比较容易产生电磁干扰的材料。6.5％硅钢的磁致伸缩系数为0.1×10－6，高磁导Ni80坡莫合金的磁致伸缩系数为（0.1～0.5）×10－6，钴基非晶合金的磁致伸缩系数为0.1×10－6以下。这3种软磁材料属于不太容易产生电磁干扰的材料。由磁致伸缩产生的电磁干扰的频率一般与电子变压器的工作频率相同。如果有低于或高于工作频率的电磁干扰，那是由其他原因产生的。
2.2完成功能
电子变压器从功能上区分主要有变压器和电感器2种。特殊元件完成的功能另外讨论。变压器完成的功能有3个：功率传送、电压变换和绝缘隔离。电感器完成功能有2个：功率传送和纹波抑制。
功率传送有2种方式。第一种是变压器传送方式，即外加在变压器原绕组上的交变电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，加在负载上，从而使电功率从原边传送到副边。传送功率的大小决定于感应电压，也就是决定于单位时间内的磁通密度变量ΔB。ΔB与磁导率无关，而与饱和磁通密度Bs和剩余磁通密度Br有关。从饱和磁通密度来看，
各种软磁材料的Bs从大到小的顺序为：铁钴合金为2.3～2.4T，硅钢为1.75～2.2T，铁基非晶合金为1.25～1.75T，铁基微晶纳米晶合金为1.1～1.5T，铁硅铝合金为1.0～1.6T，高磁导铁镍坡莫合金为0.8～1.6T，钴基非晶合金为0.5～1.4T，铁铝合金为0.7～1.3T，铁镍基非晶合金为0.4～0.7T，锰锌铁氧体为0.3～0.7T。作为电子变压器的磁芯用材料，硅钢和铁基非晶合金占优势，而锰锌铁氧体处于劣势。
功率传送的第二种是电感器传送方式，即输入给电感器绕组的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去磁变成电能释放给负载。传送功率的大小决定于电感器磁芯的储能，也就是决定于电感器的电感量。电感量不直接与饱和磁通密度有关，而与磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多，传送功率大。各种软磁材料的磁导率从大到小顺序为：Ni80坡莫合金为（1.2～3）×106，钴基非晶合金为（1～1.5）×106，铁基微晶纳米晶合金为（5～8）×105，铁基非晶合金为（2～5）×105，Ni50坡莫合金为（1～3）×105，硅钢为（2～9）×104，锰锌铁氧体为（1～3）×104。作为电感器的磁芯用材料，Ni80坡莫合金、钴基非晶合金、铁基微晶纳米晶合金占优势，硅钢和锰锌铁氧体处于劣势。
传送功率大小，还与单位时间内的传送次数有关，即与电子变压器的工作频率有关。工作频率越高，在同样尺寸的磁芯和线圈参数下，传送的功率越大。
电压变换通过变压器原绕组和副绕组匝数比来完成，不管功率传送大小如何，原边和副边的电压变换比等于原绕组和副绕组匝数比。
绝缘隔离通过变压器原绕组和副绕组的绝缘结构来完成。绝缘结构的复杂程度，与外加和变换的电压大小有关，电压越高，绝缘结构越复杂。
纹波抑制通过电感器的自感电势来实现。只要通过电感器的电流发生变化，线圈在磁芯中产生的磁通也会发生变化，使电感器的线圈两端出现自感电势，其方向与外加电压方向相反，从而阻止电流的变化。纹波的变化频率比基频高，电流纹波的电流频率比基频大，因此，更能被电感器产生的自感电势抑制。
电感器对纹波抑制的能力，决定于自感电势的大小，也就是电感量大小，与磁芯的磁导率有关，Ni80坡莫合金、钴基非晶合金、铁基微晶纳米晶合金磁导率大，处于优势，硅钢和锰锌铁氧体磁导率小，处于劣势。
2.3提高效率
提高效率是对电源和电子变压器的普遍要求。虽然，从单个电子变压器来看，损耗不大。例如，100VA电源变压器，效率为98％时，损耗只有2W并不多。但是成十万个、成百万个电源变压器，总损耗可能达到上十万W，甚至上百万W。还有，许多电源变压器一直长期运行，年总损耗相当可观，有可能达到上千万kW·h。显然，提高电子变压器的效率，可以节约电力。节约电力后，可以少建发电站。少建发电站后，可以少消耗煤和石油，可以少排放CO2，SO2，NOx，废气，污水，烟尘和灰渣，减少对环境的污染。既具有节约能源，又具有保护环境的双重社会经济效益。因此，提高效率是对电子变压器的一个主要要求。
电子变压器的损耗包括磁芯损耗（铁损）和线圈损耗（铜损）。铁损只要电子变压器投入工作，一直存在，是电子变压器损耗的主要部分。因此，根据铁损选择磁芯材料，是电子变压器设计的主要内容，铁损也成为评价软磁材料的一个主要参数。铁损与电子变压器磁芯的工作磁通密度和工作频率有关，在介绍软磁材料的铁损时，必须说明是在什么工作磁通密度下和什么工作频率下的损耗。例如，P0.5/400，表示在工作磁通密度0.5T和工作频率400Hz下的铁损。P0.1/100k表示在工作磁通密度0.1T和工作频率100kHz下的铁损。
软磁材料包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗。涡流损耗又与材料的电阻率ρ成反比。ρ越大，涡流损耗越小。各种软磁材料的ρ从大到小的顺序为：锰锌铁氧体为108～109μΩ·cm，铁镍基非晶合金为150～180μΩ·cm，铁基非晶合金为130～150μΩ·cm，钴基非晶合金为120～140μΩ·cm，高磁导坡莫合金为40～80μΩ·cm，铁硅铝合金为40～60μΩ·cm，铁铝合金为30～60μΩ·cm，硅钢为40～50μΩ·cm，铁钴合金为20～40μΩ·cm。
因此，锰锌铁氧体的ρ比金属软磁材料高106～107倍，在高频中涡流小，应用占优势。但是当工作频率超过一定值以后，锰锌铁氧体磁性颗粒之内的绝缘体被击穿和熔化，ρ变得相当小，损耗迅速上升到很高水平，这个工作频率就是锰锌铁氧体的极限工作频率。
金属软磁材料厚度变薄，也可以降低涡流损耗。根据现有的电子变压器使用金属软磁材料带材的经验，工作频率和带材厚度的关系为：工频50～60Hz用0.50～0.23mm（500～230μm），中频400Hz至1kHz用0.20～0.08mm（200～80μm），1kHz至20kHz用0.10～0.025mm（100～25μm），中高频20kHz至100kHz用0.05～0.015mm（50～15μm），高频100kHz至1MHz用0.02～0.005mm（20～5μm），1MHz以上，厚度小于5μm。金属软磁材料带材只要降到一定厚度，涡流损耗可显著减少。不论是硅钢、坡莫合金，还是钴基非晶合金和微晶纳米晶合金都可以在中、高频电子变压器中使用，和锰锌铁氧体竞争。
2.4降低成本
降低成本是对电子变压器的一个主要要求，有时甚至是决定性的要求。电子变压器作为一种商品和其他商品一样，都面临着市场竞争。竞争的内容包括性能和成本两个方面，缺一不可。不注意成本，往往会在竞争中被淘汰。
电子变压器的成本包括材料成本、制造成本和管理成本。降低成本要从这三个方面来考虑。
软磁材料成本在电子变压器的材料成本中占有相当大的比例。根据现行的市场价格，每kg重量的软磁材料的价格从小到大的顺序是：锰锌软磁铁氧体，硅钢，铁基非晶合金，Ni50坡莫合金，钴基非晶合金，Ni80坡莫合金。锰锌铁氧体在中高频范围内广泛应用，硅钢在工频范围内广泛应用，最主要的原因之一就是价格便宜。
制造成本与设计和工艺有关。电子变压器所用的磁芯、线圈和总体结构的加工和装配工艺是复杂还是简单？需要人工占的比例多大？是否需要工模具？质量控制中需要检测的工序和参数有多少？要用什么检测仪器和设备？这些都是降低制造成本时要考虑的问题。
管理成本一般约占材料和制造成本之和的30％左右。如果管理得好，充分利用人力和财力，有可能降到20％左右。充分利用人力，是指工时利用率要高，减少管理人员和工人比例等等。充分利用财力，是指缩短生产周期，减少库存，加快资金流转等等。
所以，一个好的电子变压器设计者，除了要了解电子变压器的理论和设计方法而外，还要了解各种软磁材料，电磁线，绝缘材料的性能和价格；还要了解磁芯加工和热处理工艺，线圈绕制和绝缘处
理工艺和结构组装工艺；还要了解实现质量控制的检测参数和仪器设备；还要了解生产管理的基本知识以及电子变压器的市场动态等等。只有知识全面的设计者，才能设计出性能好，价格低的电子变压器。
3新软磁材料在电子变压器中的应用
电子变压器中的软磁材料，根据上面的分析，在工频及中频范围内主要采用硅钢，在高频范围内主要采用软磁铁氧体。现在硅钢遇到非晶纳米晶合金的挑战，软磁铁氧体既遇到非晶纳米晶合金的挑战，又遇到软磁复合材料的竞争。在挑战和竞争中，不但使新软磁材料迅速发展，也使硅钢和软磁铁氧体得到发展。新发展起来的软磁材料在电子变压器中的应用，使电子变压器的性能提高，成本下降。而且也使电源技术在向短、小、轻、薄的变革中遇到的难点——磁性元件小型化问题逐步得到解决。
下面分别介绍硅钢，软磁铁氧体，非晶纳米晶合金，软磁复合材料在电子变压器中应用的一些新进展。这里不介绍薄膜软磁材料，它是用于1MHz以上的，高频小型电子变压器的新一代软磁材料，留待以后专文介绍。
3.1硅钢
电源技术中的工频电子变压器大量使用3％取向硅钢，现在厚度普遍从0.35mm减到0.27mm或0.23mm。国内生产的23Q110的0.23mm厚，3％取向硅钢，饱和磁通密度Bs为1.8T，其P1.7/50为1.10W/kg；27QG095的0.27mm厚，3％HiB取向硅钢，Bs为1.89T，P1.7/50为0.95W/kg。日本生产的0.23mm厚，3％取向硅钢Bs为1.85T，P1.7/50为0.85W/kg。与国内产品相差不多。但是0.23mm厚的3％取向硅钢经过特殊处理，即用电解法将表面抛光至镜面，再涂张力涂层，最后细化磁畴，可以使P1.7/50下降到0.45W/kg。同时，对要求损耗低的电子变压器，日本还进一步把厚度减薄到0.15mm，经过特殊处理，可以使P1.3/50下降到0.082～0.11W/kg和铁基非晶合金水平基本相当。
日本还用温度梯度炉高温退火新工艺，使0.15mm厚，3％取向硅钢的Bs达到1.95～2.0T，经过特殊处理，使P1.3/50为0.15W/kg，P1.7/50为0.35W/kg。采用三次再结晶新工艺，制成更薄的硅钢，Bs为2.03T，P1.3/50为0.19W/kg（0.075mm厚），0.17W/kg(0.071mm厚)和0.13W/kg0.032mm厚）。
电源装置中的中频（400Hz至10kHz）电子变压器，除了使用0.20～0.08mm厚，3％取向硅钢外，日本已采用6.5％无取向硅钢。6.5％硅钢，磁致伸缩近似为零，可制成低噪声电子变压器，磁导率为16000～25000。ρ比3％硅钢高一倍，中频损耗低，例如：0.10mm厚的6.5％无取向硅钢P1/50为0.6W/kg，P1/400为6.1W/kg，P0.5/1K为5.2W/kg，P0.1/10k为8.2W/kg，Bs为1.25T。采用温轧法可以生产6.5％取向硅钢，Bs提高到1.62～1.67T。0.23mm厚的6.5％取向硅钢P1/50为0.25W/kg。日本已用6.5％硅钢制成1kHz音频变压器，在1.0T时，噪声比3％取向硅钢下降21dB，铁损下降40％，还用6.5％硅钢取代3％取向硅钢用于8kHz电焊机中，铁芯重量从7.5kg减少到3kg。6.5％硅钢国内已进行小批量生产。
与研制6.5％硅钢的同时，日本还开发了硅含量呈梯度分布的硅钢。
1）中高频低损耗梯度硅钢，表层硅含量6.5％，电阻率高，磁导率高，磁通集中在表面，涡流也集中表面，损耗小。内部硅含量低于6.5％。总的损耗低于6.5％硅钢。例如：0.20mm厚的6.5％硅钢的P0.1/10k为16W/kg，梯度硅钢为13W/kg；P0.05/20k6.5％硅钢为14W/kg，梯度硅钢为9W/kg。由于总的硅平均含量低于6.5％，Bs比6.5％硅钢高，可达1.90T。延伸性即加工性也比6.5％硅钢好。已经用这种梯度硅钢制成家用电器逆变器用电感器，由于Bs高，损耗低，既体积小，又发热少。
2）低剩磁梯度硅钢，表层硅含量高，磁致伸缩小，中心层硅含量低，磁致伸缩大。表层与中心层存在的磁致伸缩差而引发应力。出现的弹性能导致剩磁低，一般饱和磁通密度Bs为1.96T，剩磁Br为0.34T。ΔB=Bm－Br超过1.0T（Bm为工作磁通密度）。损耗也低，P1.2/50为1.27W/kg。可以用于脉冲变压器，单方向磁通变化电源变压器等。作为电源变压器铁芯时，还可以抑制合闸时的突发电流浪涌。
最近报导，日本开发出用于中高频电子变压器的硅钢新品种——添加铬（Cr）的硅钢。在4.5％硅钢中，添加4％铬，电阻率可达82μΩ·cm，而一般3％取向硅钢电阻率为44μΩ·cm，牌号为“HiFreqs”。0.1mm厚添加铬的硅钢损耗低，P0.2/5k为20.5W/kg，P0.1/10k为10W/kg，P0.05/20k为5W/kg；延伸性即加工性好，与3％硅钢一样，可以进行冲剪，铆固加工；耐腐蚀性好，在盐水和湿气中，不涂层也不腐蚀。已用这种添加铬的硅钢制成25kHz开关电源用滤波电感器，铁芯损耗为22W/kg，比6.5％硅钢（36W/kg）和铁基非晶合金（29W/kg）小。还用它制成70kHz感应加热装置的电子变压器，比0.1mm厚3％取向硅钢发热显著减少，寿命延长4倍以上。
3.2软磁铁氧体
软磁铁氧体的特点是：饱和磁通密度低，磁导率低，居里温度低，中高频损耗低，成本低。前三个低是它的缺点，限制了它的使用范围，现在正在努力改进。后两个低是它的优点，有利于进入高频市场，现在正在努力扩展。
以100kHz，0.2T和100℃下的损耗为例，TDK公司的PC40为410mW/cm3，PC44为300mW/cm3，PC47为250mW/cm3。TOKIN公司的BH1为250mW/cm3，损耗不断在下降。国内金宁生产的JP4E也达到300mW/cm3。
不断地提高工作频率，是另一个努力方向。TDK公司的PC50工作频率为500kHz至1MHz。FDK公司的7H20，TOKIN的B40也能在1MHz下工作。Philips公司的3F4，3F45，3F5工作频率都超过1MHz。国内金宁的JP5，天通的TP5A工作频率都达到500kHz至1.5MHz。东磁的DMR1.2K的工作频率甚至超越3MHz，达到5.64MHz。
磁导率是软磁铁氧体的弱项。现在国内生产的产品一般为10000左右。国外TDK公司的H5C5，Philips公司的3E9，分别达到30000和20000。
采用SHS法合成MnZn铁氧体材料的研究，值得注意。用这种方法的试验结果表明，可以大大降低铁氧体的制造能耗和成本。国内已有试验成功的报导。
3.3非晶和纳米晶合金
铁基非晶合金
在工频和中频领域，正在和硅钢竞争。铁基非晶合金和硅钢相比，有以下优缺点。
1）铁基非晶合金的饱和磁通密度Bs比硅钢低，但是，在同样的Bm下，铁基非晶合金的损耗比0.23mm厚的3％硅钢小。一般人认为损耗小的原因是铁基非晶合金带材厚度薄，电阻率高。这只是一个方面，更主要的原因是铁基非晶合金是非晶态，原子排列是随机的，不存在原子定向排列产生的磁晶各向异性，也不存在产生局部变形和成分偏移的晶粒边界。因此，妨碍畴壁运动和磁矩转动的能量壁垒非常小，具有前所未有的软磁性，所以磁导率高，矫顽力小，损耗低。
2）铁基非晶合金磁芯填充系数为0.84～0.86，
与硅钢填充系数0.90～0.95相比，同样重量的铁基非晶合金磁芯体积比硅钢磁芯大。
3）铁基非晶合金磁芯的工作磁通密度为
1.35T～1.40T，硅钢为1.6T～1.7T。铁基非晶合金工频变压器的重量是硅钢工频变压器的重量的130％左右。但是，即使重量重，对同样容量的工频变压器，磁芯采用铁基非晶合金的损耗，比采用硅钢的要低70％～80％。
4）假定工频变压器的负载损耗（铜损）都一样，负载率也都是50％。那么，要使硅钢工频变压
器的铁损和铁基非晶合金工频变压器的一样，则硅钢变压器的重量是铁基非晶合金变压器的18倍。因此，国内一般人所认同的抛开变压器的损耗水平，笼统地谈论铁基非晶合金工频变压器的重量、成本和价格，是硅钢工频变压器的130％～150％，并不符合市场要求的性能价格比原则。国外提出两种比较的方法，一种是在同样损耗的条件下，求出两种工频变压器所用的铜铁材料重量和价格，进行比较。另一种方法是对铁基非晶合金工频变压器的损耗降低瓦数，折合成货币进行补偿。每瓦空载损耗折合成5～11美元，相当于人民币42～92元。每瓦负载损耗折合成0.7～1.0美元，相当于人民币6～8.3元。例如一个50Hz，5kVA单相变压器用硅钢磁芯，报价为1700元/台；空载损耗28W，按60元人民币/W计，为1680元；负载损耗110W，按8元人民币/W计，为880元；则，总的评估价为4260元/台。用铁基非晶合金磁芯，报价为2500元/台；空载损耗6W，折合成人民币360元；负载损耗110W，折合成人民币880元，总的评估价为3740元/台。如果不考虑损耗，单计算报价，5kVA铁基非晶合金工频变压器为硅钢工频变压器的147％。如果考虑损耗，总的评估价为89％。
5）现在测试工频电源变压器磁芯材料损耗，是在畸变小于2％的正弦波电压下进行的。而实际的工频电网畸变为5％。在这种情况下，铁基非晶合金损耗增加到106％，硅钢损耗增加到123％。如果在高次谐波大，畸变为75％的条件下（例如工频整流变压器），铁基非晶合金损耗增加到160％，硅钢损耗增加到300％以上。说明铁基非晶合金抗电源波形畸变能力比硅钢强。
6）铁基非晶合金的磁致伸缩系数大，是硅钢的3～5倍。因此，铁基非晶合金工频变压器的噪声为硅钢工频变压器噪声的120％，要大3～5dB。
7）现行市场上，铁基非晶合金带材价格是0.23mm3％取向硅钢的150％，是0.15mm3％取向硅钢（经过特殊处理）的40％左右。
8）铁基非晶合金退火温度比硅钢低，消耗能量小，而且铁基非晶合金磁芯一般由专门生产厂制造。硅钢磁芯一般由变压器生产厂制造。
根据以上比较，只要达到一定生产规模，铁基非晶合金在工频范围内的电子变压器中将取代部分硅钢市场。在400Hz至10kHz中频范围内，即使有新的硅钢品种出现，铁基非晶合金仍将会取代大部分0.15mm以下厚度的硅钢市场。
值得注意的是，日本正在大力开发FeMB系非晶合金和纳米晶合金，其Bs可达1.7～1.8T，而且损耗为现有FeSiB系非晶合金的50％以下，如果用于工频电子变压器，工作磁通密度达到1.5T以上，而损耗只有硅钢工频变压器的10％～15％，将是硅钢工频变压器的更有力的竞争者。日本预计在2005年就可以将FeMB系非晶合金工频变压器试制成功，并投入生产。
非晶纳米晶合金在中高频领域中，正在和软磁铁氧体竞争。在10kHz至50kHz电子变压器中，铁基纳米晶合金的工作磁通密度可达0.5T，损耗P0.5/20k≤25W/kg，因而，在大功率电子变压器中有明显的优势。在50kHz至100kHz电子变压器中，铁基纳米晶合金损耗P0.2/100k为30～75W/kg，
铁基非晶合金P0.2/100k为30W/kg，可以取代部分铁氧体市场。
非晶纳米晶合金经过20多年的推广应用，已经证明其具有下述优点：
1）不存在时效稳定性问题，纳米晶合金在200℃以下，钴基非晶合金在100℃以下，经过长期使用，性能无显著变化；
2）温度稳定性比软磁铁氧体好，在－55℃至150℃范围内，磁性能变化5％～10％，而且可逆；
3）耐冲击振动，随电源整机在30g下的振动试验中，均未发生过性能恶化问题；
4）铁基非晶合金脆性大大改善，带材平整度良好，可以剪切加工，也可以制成搭接式卷绕磁芯，经过5次弯折或拆卸，性能无显著变化。
3.4软磁复合材料
经过争论，现在对磁粉芯等已经取得了一致认识，即认为它属于软磁复合材料。软磁复合材料是将磁性微粒均匀分散在非磁性物中形成的。与传统的金属软磁合金和铁氧体材料相比，它有很多独特的优点：磁性金属粒子分散在非导体物件中，可以减少高频涡流损耗，提高应用频率；既可以采取热压法加工成粉芯，也可以利用现在的塑料工程技术，注塑制造成复杂形状的磁体；具有密度小，重量轻，生产效率高，成本低，产品重复性和一致性好等优点。缺点是由于磁性粒子之间被非磁性体分开，磁路隔断，磁导率现在一般在100以内。不过，采用纳米技术和其他措施，国外已有磁导率超过1000的报导，最大可达6000。
软磁复合材料的磁导率受到很多因素的影响，如磁性粒子的成分，粒子的形状，尺寸，填充密度等。因此，根据工作频率可以进行调整。
磁粉芯是软磁复合材料的典型例子。现在已在20kHz至100kHz甚至1MHz的电感器中取代了部分软磁铁氧体。例如铁硅铝磁粉芯，硅含量为8.8％，铝为5.76％，剩余全为铁。粒度为90～45μm，45～32μm和32～30μm。用硅树脂作粘接剂，1％左右硬脂酸作剂，在2t/cm2压力下，制成13×8×5的环形磁芯，在氢气中用673°K，773°K，873°K退火，使磁导率达到100，300，600。在100kHz下损耗低，已经代替软磁铁氧体和MPP磁粉芯用于电感器中。
已经有人对大功率电源的电感器用软磁复合材料——磁粉芯进行了开发研究。在20kHz以下，磁导率基本不变。在1.0T下，磁导率为100左右。50Hz～20kHz
损耗小，可制成100kg重量以上的大型的磁芯，而且在20kHz下音频范围，噪声比环形铁氧体磁芯降低10dB。可以在大功率电源中代替硅钢和软磁铁氧体。
有人用钴/二氧化硅（Co/SiO2）纳米复合软磁材料制作不同于薄膜的大尺寸磁芯。钴粒子平均尺寸为30μm，填充度40％至90％，经过搅拌后，退火形成Co/SiO2纳米复合粉，然后压制成环形磁芯。磁导率在300MHz以下，都可达到16。镍锌铁氧体的磁导率为12，而且在100MHz以后迅速下降。证明在高频和超高频下，软磁复合材料也可取代部分铁氧体市场。
4新磁芯结构在电子变压器中的应用
4.1搭接式卷绕磁芯
搭接式卷绕磁芯最早用于非晶合金配电变压器。它既有卷绕磁芯优点，激磁电流小，空载损耗低，又可以打开装卸线圈，消除一般卷绕磁芯的缺点，不需要用专用绕线机绕制线圈，生产效率提高，线圈出现问题时也便于更换和维修。现有3％取向硅钢的厚度已减薄到0.23mm和0.27mm，用它们制造搭接式卷绕磁芯比非晶合金更容易。因此，搭接式卷绕磁芯有可能用于500VA以上的硅钢电源变压器，尤其是大容量整流电源和不停电电源中的硅钢电源变压器。
4.2立体三角形磁芯
立体布置的三角形三相磁芯，现在正在国内风行。最早出现立体三角形磁芯可追溯到20世纪30年代，但是，由于磁芯需要特殊剪切加工，线圈需要专用绕线机绕制，而未能推广应用。现在可以用计算机控制磁芯剪切加工，已经有专用绕线机绕线。国内有5—6家企业在申请立体三角形磁芯变压器的专利。立体布置的三角形三相磁芯与平面布置的三柱式三相磁芯相比，磁通分布均匀，不会出现局部饱和，激磁电流和磁通的对称性好。问题是各个柱的截面要形成接近圆形相当困难，绕组平均匝长增加，负载损耗也会增加。可用于30kVA以上的大型变压器。
4.3正交形磁芯
把C型磁芯的一半旋转90°，再接合在一起，就形成正交形磁芯。可以用直流控制绕组控制正交形磁芯的电感。日本索尼公司已经用软磁铁氧体制成这种磁芯，叫SX形磁芯，并且已经用于各种电视机的开关电源，作为驱动变压器，控制它的电感，使电路出现电压谐振或者电流谐振，而实现软开关条件。日本东北大学和东北电力公司已经用硅钢制成这种磁芯，用于功率补偿器和移相器，控制电力系统的有功和无功功率。与晶闸管功率补偿器和移相器相比，具有高次谐波少，电磁干扰小，控制电路简单等特点。
4.4磁性液体磁芯
有人曾设想过，用注塑机加工变压器磁芯，可以避免硅钢磁芯冲片，热处理，叠片，组装等多道工序。现在正在开发磁性液体磁芯可以实现这种设想，用工程塑料做成磁芯外壳，中间注入磁性液体，表面再用磁性片封住。这样，大量生产的中小型电源变压器的加工效率可以显著提高，使成本降低，与叠片式硅钢磁芯相比具有明显的优势。
5结语
电源变压器范文第2篇
【关键词】：无工频变压器；电路；电源
中图分类号： TM4 文献标识码： A
一、正弦波逆变器的设计要求和主电路形式及参数
1.1逆变电源的设计要求和目标
1）输出电压：输出为单相220VAC（有效值），频率为50Hz±1Hz。
2）输出功率：4KW，允许过载20%，既Pomax=4800W。
3）输出电流：允许失真度为3倍，既在电压峰值时的电流峰值允许最大为有效值的3倍。最大有效值为Pomax/Voe=4800W/220V≈16.5A。
4）整机效率：设计目标η≥78%。
5）输入电压：输入：110/220V直流电压波动±15%
1.2主电路形式选择
1.2.1无工频变压器的逆变电源工作原理
逆变电路以PWM方式首先将220VDC电压逆变成高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的直流电压，比如350VDC。这部分电路实际上是一套直流/直流变换器，既DC/DC或DC-DC。然后，由另一套逆变器以SPWM方式工作，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的SPWM电压波形，经LC滤波后，就可以得到有效值为220V的50Hz交流电压。
1.2.2主电路形式
无工频变压器的逆变电源实际上包含两部分：一套DC/DC和一套SPWM逆变器。DC/DC的设计这里我们不讨论。所以，这里只讨论SPWM逆变主电路，其电路形式如下图所示,电源350V。
单相SPWM逆变主电路
1.3 参数设计
1.3.1开关管
逆变器允许输出峰值电流为
Im=3Iom=3*5.5A=16.5A
所以开关管选择额定电压为600V，额定电流30A。
1.3.2 LC滤波
L为工频电感，电感量可选为1～3mH。为减小噪声，选闭合铁芯，如OD型硅钢铁芯（400Hz）或铁粉芯铁芯。
C为工频电容，可以选CBB61-10µF-250VAC。
1.4 整体电路（如下图）
二、逆变控制电路的设计
2.1 SG3525结构框图和引脚功能
逆变电源控制电路的核心是SPWM发生器。系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如下图所示。
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5 V基准电压。+5 V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容CT ,脚6须外接电阻RT ,振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18／RTCT ,逆变桥开关频率定为10kHz，取CT=O．22μF，RT=5 kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。
2．2 SPWM调制信号的产生
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图,如图下所示。
基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。当电源输出电压发生变化时，会改变正弦信号的幅值，使SG3525输出脉宽也发生相应的变化，这就构成了一个闭合的反馈回路，能有效稳定输出的波形。
三、其他回路设计
3.1 过电流保护电路
过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。
从整体电路图可知，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如上图所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
3.2 驱动电路的设计
驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如下图所示。
其工作原理是：
1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；
2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。
当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。
如需减小电源体积，驱动电路可以选择IR2110集成芯片。
3.3 欠压电路
SG3525内部自带欠压保护，故不用设计。
四、逆变器的实验结果
电源变压器范文第3篇
发电机1F的出口电压为10.5kV。由于它离变压器的距离较远，考虑了线路上存在压降，所以变压器10kV侧的额定电压取10kV。变压器0.4kV侧的额定电压取发电机的出口电压0.4kV。输出端的电压则按照普通的升压变压器选取，考虑到变压器阻抗压降和线路压降等因素，该电压取38.5kV。由于现在的电网电压较稳定，该变压器采用无励磁调压，电压调整范围为38.5±2×2.5%kV。根据线路连接的要求和变压器的电磁特性，35kV侧采用Y接，10kV侧采用d接，0.4kV侧采用y接；同时为满足站用电和中性点接地的要求，在0.4kV侧加了零线输出，于是变压器的整体联结组别为Yd11yn0。2.3变压器的阻抗电压2.3.1阻抗电压选取根据水电站技术部门的要求，以及为了尽量降低两个电源之间的相互影响，变压器每相3个绕组排列成如图3所示，从铁心柱往外，依次套装着绕组1、绕组2、绕组3。经过测算，暂定变压器的各个绕组间的阻抗电压如下所示：UK12=11%，UK13=30%，UK23=14%。其中，UK12为绕组1和绕组2之间的阻抗电压，UK13为绕组1和绕组3之间的阻抗电压，UK23为绕组2和绕组3之间的阻抗电压。这样变压器3个绕组及其连接的线路的电气关系可以等效成如图4所示的线路图。绕组1通过线路1连接发电机2F形成支路1；绕组2通过线路2连接电网形成支路2；绕组3通过线路3连接发电机1F形成支路3。
2变压器的结构设计
变压器采用油浸自冷式结构，与普通中小型无励磁调压油浸式三绕组变压器比较，在器身结构、出线套管布置、低压引线、油箱等方面存在特殊性。3.1器身结构变压器铁心为常规的三相三柱叠铁心结构。全部绕组为层式结构，绕组1由于电流很大，采用铜箔绕制；绕组2、绕组3采用纸包铜线绕制。内部器身各相绕组和铁心的相对位置如图3排列。这样布置有两个好处：一是能满足变压器整体的阻抗需要，加大一二次侧绕组的耦合程度，减小一次侧两个绕组之间的相互影响；二是利用0.4kV侧电压低优势，缩小绕组和铁心之间的距离，提高铁心窗口侧的填充系数。绕组间绝缘具体如图5所示。由于35kV侧绕组排列中间，又有分接抽头从绕组上引出，为了保证分接引线对外侧绕组的绝缘强度，同时又缩小两个绕组之间的主空道尺寸，在绕组2、绕组3之间加了绝缘角环，形成了油道、纸板、角环、油道的复合绝缘结构。而绕组1、绕组2之间由于阻抗计算的需要主空道已经很大，所以只用纸板加油道绝缘。3.2外部平面布置由于水电站处在一个小峡谷中，地域狭小，无法平行排列下10kV和0.4kV两路进线，所以它们呈90°转角排列。为了满足水电站的整体布置的方便，文中突破了变压器套管平行于油箱长轴中心线双面布置的传统习惯，根据水电站的线路布置把三个电压等级的套管分为三个方向布置。变压器平面布置如图6所示。由于0.4kV侧电流较大，采用两个套管并联，但是对于升压变压器来说，三相电流比较平衡，通过零线的电流很小，所以零线只用一个套管。这样，发电机出线可以直接通过母排和变压器连接，减少了中间的转向。同时为了山区道路运输方便，采用了可拆卸的片式散热器和储油柜。3.3低压(0.4kV侧)引线和油箱的结构从图6中可以看出，类似于常规的变压器，套管A、B、C、Am、Bm、Cm和绕组位置相对应，因此它们的引线布置和常规变压器相同，这里将不再赘述。由于套管a、b、c和三相绕组排列不对应，所以必须如图7采用铜排把套管和相应绕组引出线连接起来。按照用户的意思，零线套管布置在a相侧，也就是图7中圆圈O处。为了连接方便和缩短绕组到套管a、b、c的引线距离，把所有的低压引线铜排集中布置在油箱上半部。这样在油箱右端只有上半部的套管和连接铜排，下半部没有任何部件。为了减少变压器油和钢板的重量，参考了有载分接变压器的设计经验采用了如图8所示的上大下小的油箱。油箱右端突出一块，专门用于套管和引线排的布置，油箱下半部以B相中心线对称。该油箱为桶式油箱，最上端的箱沿法兰，用于和箱盖连接；最下边的底座，用于和变压器基础的连接。采用了这种油箱，和上下大小一样的油箱箱壁，可以节省了280kg变压器油和35kg钢板，降低了变压器的成本。常规的中小型变压器在箱顶上安装一个带吸湿器的储油柜，当油箱内的变压器油热胀冷缩时通过吸湿器进行呼吸。由于水电站处于峡谷当中，湿度非常大，吸湿器中吸湿硅胶很容易因为水分饱和而失效。为了避免变压器油受到水汽的污染，改变了以往通过吸湿器进行干燥空气的结构，采用了全密封的胶囊储油柜，油的热胀冷缩通过胶囊进行补偿，从而完全隔绝了变压器油和空气的接触，保证了油长期保持在极低的含水量。并在储油柜上安装了一个具有反映油位高低远距离报警功能的油位计，防止了胶囊的过度收缩或膨胀带来的损害。
3两个方案的比较
如果该梯级水电站采用方案1，则也选择了相应的变压器，图1中变压器2B为S9-4500/35，变压器1B为S9-2900/10。经过测算方案1和方案2的部分参数比较如表1所示。表1中仅仅是变压器部分的参数。从表1中可以看出，方案2比方案1空载损耗低了3.9kW，负载损耗低了8.1kW。现在假定水电站一年满负荷运行4560h，那么每年仅变压器部分就可以降低损耗71100度。水电站卖给电力公司一度电为0.35元，那么每年多卖的电费约2.5万元。方案2比方案1光变压器就节省了11万元，其它省掉的设备还没有统计进去。特别是方案2比方案1变压器的净占地面积节省了3.7m2，加上其它辅助设备，以及各个设备之间的安全间距等等，占地面积大约能节省20m2，这对地域狭窄的水电站来说是极为重要的。从两个方案的比较中可以看出方案2比方案1少用了一台变压器，简化了水电站的整体布置，节约了大量的土地，特别适合于地域狭小、陡峭的峡谷中的水电站。方案2在水电站的初期投资和后期运行费用比方案1都有可观的节省，提高了水电站的经济性和节能效果。
4结语
电源变压器范文第4篇
Abstract： This paper proposed a kind of low voltage stress Z-source inverter topology. In the topology， the inductors of Z-source can be connected alternatively in parallel during the time of shoot-through and in series during the other time. Thus the network can obtain a high boost factor with a small shoot-through duty ratio and can decrease the voltage stress across the switch divices greatly. The principle of the topology was analyzed in detail， the simulation and experiment were made as well. The results verified the validity of the topology.
关键词： Z源逆变器;电压应力;直通占空比;等效直流电压;电感串并联
Key words： Z-source inverter;voltage stress;shoot-through duty ratio;equivalent dc voltage;inductor series-parallel connection
0 引言
传统电压源逆变器同一个桥臂的上下功率开关不能同时开通，否则会造成短路现象的发生，从而损坏逆变器，因此需在上下桥臂的开关信号之间加入死区时间，但死区时间的加入又会带来输出波形的畸变。另一方面，逆变器输出电压低于直流输入电压，在输入电压较低或变化范围较大的场合下，需要在前级加一级升压变换器，导致系统整体结构复杂、效率变低。
Z 源逆变器[1-4]可克服电压源逆变器的上述不足，为功率逆变技术提供了一种新的变换器拓扑和理论。Z源逆变器利用同一桥臂上下功率开关的直通状态来实现对输入直流电压的升压功能，因此，Z源逆变器是升降压型逆变器，其交流输出电压可高于或低于输入电压。同时，由于直通状态成为逆变器的一种正常工作模式，由电磁干扰等所造成的直通状态不会损坏变换器，并且可避免由死区引起的输出波形的畸变。Z源逆变器提供了一种低成本、高可靠性的单级式升降压逆变器实现方案，特别适合光伏发电、燃料电池和涡轮发电机等输出电压变化范围比较大的场合。
Z源逆变器的一个缺陷是当升压比较大时开关管两端的电压应力较高[6，7]，这样在输出交流电压幅值相同的情况下，需要选择较高电压等级的开关管或者在桥臂串联开关管，造成资源的浪费，增加控制的难度，降低系统的可靠性。因此，降低Z源逆变器的电压应力，对于Z源逆变器的实用化无疑具有重要的意义。
1 低电压应力Z源电路拓扑
Z源逆变器电压应力较大的原因是直通占空比D0的最大取值受制于调制比M，在简单控制、最大升压控制、最大恒升压控制下分别为：1-M，1-■M，1-■M。经典Z源逆变器在D0趋近于0.5时获得较大升压比，则M也分别趋近于0.5、0.6、0.58。输出电压相同时，较低的M值要求更高的直流侧电压，从而产生较大的电压应力。因此，降低电压应力的一个途径是尽量用比较小的直通占空比D0来获得比较大的升压比。
从能量传递的角度来看，Z源逆变器在直通时间内对电感充电储存能量，在非直通时间内将电感储存能量输送给负载。要想用小D0值获得高升压比，就必须在尽可能短的时间内给电感储存更多的能量，这可以通过电感并联充电、串联放电来实现。基于这一思路，低电压应力的Z源逆变电路可设计成如图1所示的结构。
图1所示为两种Z源电路，图1（a）对电感、电容的对称性要求较高，且电源输出电流不连续。图1（b）则并不要求电容、电感对称，而且电源电流连续。下面的分析都以图1（b）电路为例。
图1（b）中L11= L12=…= L1n=L1，L21= L22=…=L2n=L2，n为电感并联支路数。在二极管的作用下，电感在开关S闭合时并联连接，S断开时则变为串联连接。
设电容值较大，电容电压的波动忽略不计，则电感电压有如下关系：
①开关S闭合，电路直通，二极管D截止，电感并联。忽略二极管管压降，有：
UL11=UL12=…=UL1n=UL1=Uin-Uc1UL21=UL22=…=UL2n=UL2=Uc2（1）
②开关S断开，D导通，电感串联。由于电感对称，串联电感压降相等，有：
UL11=UL12=…=UL1n=U■■=■（Uin-Uc2）UL21=UL22=…=UL2n=U■■=■Uc1（2）
设直通占空比为D0，根据秒伏平衡原则，有：
UL1D0+U■■（1-D0）=0UL2D0+U■■（1-D0）=0（3）
将式（1）、式（2）代入式（3），求得：
电源变压器范文第5篇
关键词： 准阻抗源； 交流调压； 脉冲宽度调制； 电压型
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）14?0147?03
Quasi?Z?source AC?AC converter in single?phase voltage mode
FANG Xupeng， XU Yulin， CHEN Yao， LI Haoshu
（College of Electrical Engineering and Automation， Shandong University of Science and Technology， Qingdao 266590， China）
Abstract： In order to overcome the shortcoming of the traditional AC?AC converter， a new quasi?Z?source AC?AC converter in voltage mode is proposed. In this paper， the fundamental structure and working principle of the circuit are studied， and the pulse width modulation （PWM） method is used for the entire control to change the output voltage. The simulation results of the system circuit based on Matlab/Simulink are given. On the basis of the simulation， the experimental circuit was established with TMS320F2812. The reliability and feasibility of the circuit are verified with experimental results.
Keywords： quasi?Z?source； AC voltage regulation； PWM； voltage mode
在传统阻抗源变换器理论不断成熟、逐步走向应用的基础上，准阻抗源变换器的出现是阻抗源变换器理论和拓扑的一个新的发展。准阻抗源变换器可以克服传统阻抗源变换器的某些缺陷，如在电压型电路中，阻抗源网络电容器电压过高[1]；在电流型电路中，阻抗源网络电感电流过大等。它既可以应用在逆变和整流功率变换，也可以用于直流斩波和交流调压场合[2]。在只需要对电压的大小进行变化的条件下，准阻抗源交流调压器是一个很好的选择。准阻抗源交流?交流变换器通过两组全控型开关和储能网络将输入、输出耦合起来，全控型开关器件的自关断能力大大提高了变流器的性能。通过脉冲宽度调制法（PWM）进行控制，运用在中小功率电路可以有体积小、效率高、滤波效果好等优点。此外准阻抗源调压网络比传统的升降压电路响应速度要更快，电压波动小，输出电能质量更好。
对提出的电压型准阻抗源AC?AC变换器的电路结构进行了总体的介绍，给出了其工作原理，并通过仿真和实验对理论分析进行了验证。
1 准阻抗源的电路结构和工作原理
准阻抗源AC?AC变换器电路拓扑如图1所示，该网络拓扑由对称的电感、电容器和可控双向开关将输入、输出连接起来，准阻抗源网络起到储能和滤波的作用，全控型开关由IGBT或电力MOSFET和反并联的二极管面对面串联起来组成双向开关[3?6]，通过对两组全控型开关进行脉冲宽度调制可以使电路工作在占空比D控制的方式下。
如图1所示的准阻抗源AC?AC变换电路的控制信号采用互补的PWM脉冲，一个开关周期内两组功率开关管互补导通，准阻抗源网络根据不同的占空比下电感和电容器储能的多少来控制输出电压的大小。因为开关频率fs远远大于输入电源的频率，所以对电路进行分析时输入电压可以看成直流[7?8]。准阻抗源AC?AC变换器根据电流方向的不同有5个工作状态。
工作状态1：如图2（a）所示，开关S1导通，S2关断，共有三个电压回路，输入电压vi和电容器C2给电感L1充电，电容器C1给电感L2充电，电感Lf给负载供电，此时有
工作状态2：如图2（b）所示，开关S1导通，S2关断，当在状态1下，[ILf]递减到零时电感Lf会由电容器Cf充电，电感电流方向将会发生反向递增，同样符合状态1下的电压关系式。
工作状态3：如图2（c）所示，开关S1关断，S2导通，此时如果[ILf]是反向电流，Lf会向准阻抗源网络反馈能量，此时电感L2给电容器C2充电，电感L1和Vi给电容器C1充电，同时vi，L1和L2给负载供电，电路的电压关系有：
工作状态4：如图2（d）所示，开关S1关断，S2导通，准阻抗源网络的工作状态同状态3，只不过此时[ILf]是正向的，vi和L1，L2给负载供电，阻抗源网络电感电流将递减。
工作状态5：如图2（e）所示，状态和工作状态4相同，网络电感电流递减到[ILf]时，网络电容器向负载供电，电压关系在S1关断，S2导通条件下仍然成立。
上述的5种工作状态，分别工作在开关互补的条件下，而且每种开关状态下回路电压关系相同，所以在输入电流连续的情况下电路的工作方式总体分为两种，也就是以状态1和状态4为基本模式的工作状态，这两种状态是一个周期的稳定状态[9?10]。
由上面对工作状态的分析，令D为S1开通的占空比，Ts为开关周期，S1导通时间为DTs，S2导通时间（1-D）・Ts，一个电源周期中电感L1和L2电压为零，结合式（1）、式（2）中开关状态下电压关系，有：
由上面等式可以得到
可以推出电容器电压和vi的关系：
一个电源周期内电感Lf电压平均值为零，有：
）
最后得到输入和输出的电压关系为：
2 仿真验证
在Matlab/Simulink下给出了系统仿真结果，仿真参数为L1=L2=150 μH，C1=C2=22 μF，Lf=1 mH，Cf=50 μF，R=10 Ω，fs=20 kHz，vi=24 V。分别给出了D=0.4和D=0.7参数下仿真的升压和降压波形和D发生变化时电压调整的过程，如图3～图5所示。
3 实验结果
按照仿真的结果搭建实验电路，控制电路部分采用TMS320F2812产生互补的PWM信号，驱动部分采用落木源KA962D驱动板，主电路全控开关选用SGH80
N60UFD Ultrafast IGBT，用示波器测得了在D=0.2和D=0.8时的升压和降压波形（红色输入，蓝色输出），如图7和图8所示。电路升压时波形如图7所示（输入、输出20 V/格）。
电路降压时波形如图8所示（输入10 V/格，输出5 V/格）。
实验结果验证了理论分析和计算机仿真结果的正确性。
4 结 论
本文提出了一种新型的基于准阻抗源思想的AC?AC变换电路，给出了其电路结构、工作原理和电压增益，并通过仿真和实验对理论分析进行了验证。
实验中给定了互补的PWM信号进行控制，其实当电路实行非互补控制时，如采用推挽式工作模式，占空比大于0.5或者小于0.5，准阻抗源电路还存在两种状态，即功率开关共态导通或共态关断，而本文未深入进行研究。同时，这种电路结构同样可以应用于直流?直流变换电路中，而且交换输入/输出位置，这种准阻抗源电路还可以实现功率流的双向流动，这些问题将在今后的论文中论述。
参考文献
[1] 彭方正，房绪鹏，顾斌，等.Z源变换器[J].电工技术学报，2004，19（2）：47?51.
[2] 房绪鹏.单相电压型Z源AC/AC变流器电路[J].电力电子技术，2006，40（6）：96?97.
[3] 蔡鹏，谢少军.基于简单拓扑的单相交流降压变换器研究[J].通信电源技术，2006，23（1）：5?8.
[4] SIWAKOTI Y P， BLAABJERG F， LOH P C， et al. High?voltage boost quasi?Z?source isolated DC/DC converter [J]. IET power electronics， 2014， 7（9）： 2387?2395.
[5] LIU H P， LIU P， ZHANG Y X. Design and digital implementation of voltage and current mode control for the quasi?Z?source converters [J]. IET power electronics， 2013， 6（5）： 990?998.
[6] PHAM C T， SHEN A， DZUNG P Q， et al. A comparison of control methods for Z?source inverter [J]. Energy and power engineering， 2012， 4（4）： 187?195.
[7] ZAKIS J， VINNIKOV D， ROASTO I， et al. Quasi?Z?source inverter based bi?directional DC/DC converter： analysis of experimental results [C]// Proceedings of 2011 7th International Conference?Workshop on Compatibility and Power Electronics （CPE）. Tallinn： IEEE， 2011： 394?399.
[8] ROASTO I， VINNIKOV D. New voltage mode control method for the quasi?Z?source?based isolated DC/DC converters [C]// Proceedings of 2012 IEEE International Conference on Industrial Technology. Athens： IEEE， 2012： 644?649.
电源变压器范文第6篇
[关键词]开关电源变压器 交错绕制 漏感 功率
中图分类号：TM41 文献标识码：B 文章编号：1009-914X（2014）33-0341-01
一、线圈交错绕法介绍
变压器做为开关电源的核心部件，其主要作用是变换电流电压阻抗，在电源和负载之间进行直流隔离，以最大限度的传送电源能量（功率）。高效开关电源的设计，关键取决于变压器的优化设计，比如如何提高变压器输出效率，减小变压器对MOS管漏极应力，以降低开关电源成本等等。
1.1 反激式变压器
传统反激式变压器通常为初、次级绕组同槽分层绕制方式。其层间使用绝缘胶带进行隔离，端头采用挡墙胶带进行定位，引出线采用套管进行处理，以保证初次级之间的安规距离。为了降低变压器漏感，减小其对MOS管漏极电压应力，通过对绕线结构进行优化设计，采用初次级交错绕制Sandwich绕法。即将初级绕组均分成两部分，先绕制1/2初级绕组N1，然后绕制次级绕组（N2/N3/N4），最后再绕制余数1/2初级绕组（N5）。如（图1）所示。
1.2 谐振式变压器
传统谐振式开关电源变压器通常为分槽型，即具有两个绕线槽（如图2所示）。初级绕组（N1）、次级多路绕组（N2～N5）分别位于两绕线槽中，且初次级中间具有隔离槽，以保证初次级之间的安规距离。为提高变压器的输出效率，通过对绕线结构及骨架、护套、挡板等进行优化设计，在结构上采用初级绕组位于中间，次级绕组分成两部分，对称分布于两侧的方式。如图3所示。
二、理论分析
利用初次级绕组交错绕制的方式，相对于传统绕制方式而言，减小了绕组窗口内的磁场强度（即漏磁通），具体理论分析如下：
假设I1N1为初级安匝数，I2N2为次级安匝数，b为初级绕组占窗口宽度，l为窗口长度，初次级绕组间隙宽度值为c，d为次级绕组占窗口宽度。
在理想情况下，根据安培环路定律沿环路积分得到
式中，H1为全部初级安匝在窗口产生的磁场强度；从式中可见，在初级绕组宽度内，磁场强度随x线性增加，当x=b时，环路包围了整个初级，磁场强度不变且等于H1。在初次级间包围的环路中没有增加电流，磁场强度不变（H1），一直保持到x=b+c。
当x>b+c时，包围了次级反向电流，这里的磁场强度为
从而，我们可以得到传统绕制方式的绕组窗口磁场强度分布图如（图4）所示，而如果将次级（或初级）绕组分成两半，将初级（或次级）绕组夹在中间，其绕组窗口磁场强度的分布图如（图5）所示。从图中可以看出，交错绕制方式下的窗口最大磁场强度比传统绕制方式下的窗口最大磁场强度小一倍（即Hm=1/2 H1），初级绕组空间磁场总能量降低为传统型的1/4，次级绕组空间磁场总能量降低为传统的1/4。
综上，通过初次级交错绕制的方式，一方面，对于反激式变压器而言，降低了绕制空间磁场总能量，就可以降低变压器的漏感，减小对MOS管漏极的电压应力；另一方面，对于谐振式变压器而言，因为绕组交流电阻随所处磁场强度的降低而减小，所以绕组的涡流损耗也将降低，最终使得变压器的输出功率得以提升。
三、应用案例
3.1 EQ3314型反激式变压器
以EQ3314型磁芯骨架为例，分别采用传统绕法和初次级交错绕法绕制变压器，并在电源中进行测试。其中，初次级交错绕法绕制的变压器，漏感值以及对MOS漏极电压应力值均小于传统绕法绕制的变压器。具体如（表1）所示。
3.2 EFD4044型谐振式变压器
以EFD4044型磁芯骨架为例，分别采用传统绕法和初次级交错绕法绕制变压器，并在电源中进行测试。其中，初次级交错绕法绕制的变压器，温升值较低，可输出功率较高（表2）。
电源变压器范文第7篇
关键词：高频；开关电源；变压器；优化设计；
电源变压器间接起着使电子设备正常工作的作用，如何对电源变压器进行优化，使开关电源的高频化与高功率密度化得到有效体现，这是相关人员应该研究的。本文主要针对高频开关电源变压器的优化设计进行分析。
一.高频开关电源变压器的主要概况
1、高频开关电源的形成
开关转换器就是借助于开关管，对其的开合状态进行高频控制，主要目的是使电能的形态适用于开关，开关管一般来说具备的是半导体功率。开关电源是将电源转换器作为关键构件，将其输出电压控制在一定范围内，并对电路起到一定的保护作用。在开关电源进行工作时，可以借助于高频DC/DC转换器，使开关电源转换器具备高频化，这就形成了高频开关电源。
2、高频开关电源的主要构成
有四部分，分别是开关型功率变换器，整流滤波电路，交流直线转换电路以及控制电路[1]。
3、变换器的分类方式
分类方式有五种，其一是按驱动方式进行分类，主要是自激式和他激式。其二是依据拓扑结构进行分类，主要是隔离式和非隔离式。而隔离式又分为正、反激式，全、半桥式，推免式，非隔离式又分为升、降压型。其三是根据输入输出间的电器隔离有无情况，分为隔离式和非隔离式。其四是按照DC转换器和开关条件分为软、硬开关两种。其五根据电路组成可以分为谐振型和非谐振型。
4、变压器的主要构成
变压器的主要结构就是磁芯和绕组。磁芯的工作状态有两种，一种是双极性，一种是单极性，这两种工作状态的出现和输入高频开关电源变压器的波形有关[2]。磁芯在变压器中发挥作用时，会产生损耗，经研究，这些损耗分别是磁滞损耗，涡流损耗以及剩余损耗。绕组的损耗则主要是直流和交流状态下的损耗。为了减小绕组的损耗，就要对组成绕组的绕线材料进行选择，避免选择细导线，将电流密度控制在满足要求的范围内，对导线直径也应严格要求，使其大小适中。
二.高l开关电源变压器优化设计
1、设计参数选取
在变压器发挥作用前，要对其的相关参数进行设计，这些参数之间存在制约，并不能同时对这些参数进行标准设置，比如变压器的规模大小和功率、漏感和分布电容等，所以在不同的应用场合，先要考虑适合此种场合的相关参数，对于其他相互依存的参数稍后考虑。高频变压器需要设计的参数有很多，文章主要选取影响力比较大的参数进行分析，主要有三方面。
其一温升。变压器长时间处于工作状态，会使得内部的铁芯不能保持原有的性能，使绕组有烧焦的味道，这是因为这些部件在运行时会摩擦生热，传递给变压器，使其本身成为热源，还会通过辐射和对流，使周围的环境受到温升的影响，严重时，会使变压器产生热击穿问题，对变压器的使用周期造成威胁[3]。相关人员在意识到温升的后果，就要对其进行优化控制，将相关部件产生的热量集中到一起，对其进行集中处理，使优化处理后的热量得到有效分散，不会对变压器本身以及周围的环境产生热影响。
其二是分布参数。分布参数主要包括漏感和分布电容，这两者对于高频开关电源变压器产生不同程度的损坏。不同种类的变换器，对于分布参数的处理方式不同，可以将开关式的变换器作为研究对象，经研究发现，漏感能使电路中的电压在短时间内急剧增大，一直到峰值，作用于电路中的相关器件，这些器件没有充足的反应时间，从而导致其不能维持原有的功能；分布电容会在短时间内，促使电流急剧增大到峰值，在降低充电效率的同时，使开关和二极管的使用寿命遭到威胁，并不能完全发挥原有的功能[4]。所以为了使变压器的质量受到的影响小一些，要对分布参数进行优化设置，可以使其尽可能地减小，两者在实际的变压器运行中，属于相互作用和相互制约的，不能同时减小，对其进行优化时，要慎重选择要减小的参数值。对于谐振式变换器，就可以直接对分布参数值进行准确设计，因为这种变换器可以将分布参数吸收为谐振参数的一部分，会对其进行利用。
其三是损耗与效率。变压器在正常工作时，会消耗部分功率，这就是输入功率和输出功率不对等的原因，损耗的功率主要作用于磁芯和绕组，组成变压器的金属有铁和铜，在不同的条件下，产生的损耗变化也有所差异。通过变压器的短路试验和空载试验就可证明这一结论，为铁损提供额定电压，测量这个条件下，铁损的变化，发现其和负载电流无关，不会发生损耗程度的变化，相反，铜在额定负载条件下，其损耗会因负载不同，产生不同程度的损耗，一般和电流的平方呈正相关。
2、优化目标
对高频开关电源变压器进行优化，主要目的就是使其原有的性能得到完善，使其整体规模变小，重量减轻，高频化和高功率密度化性能更显著，还要使变压器的各种相关参数得到合理的设置，总之就是使变压器在开关电源中的核心地位得到体现，使其对开关电源的作用力更大。确立了具体的优化目标，就要充分考虑影响目标实现的因素，分别进行优化设计。比如为了使其效率达到最大，就要使变压器的绕组初次发挥作用时的损耗程度得到控制，铜损和铁损是等同的。为了使变压器的体积和重量便于携带，对组成变压器的结构磁芯与绕组要慎重合理选择。
3、优化设计方法
磁芯和绕组作为变压器的主要构件，不同的表现形态对于变压器的性能影响不同，为了使变压器得到有效优化，就要对不同状态下的构件进行比较选择。首先是磁芯结构，磁芯结构主要有矩形和环形两种，在这两种形态的基础上，结合变压器作用的电子设备种类，对初级绕组匝数和绕组结构进行合理的设置选择，因为它们直接影响着磁芯截面积的大小，绕组尺寸以及磁芯窗口面积的控制情况[5]。所以在进行变压器的优化设计时，在保证进行绕组的匝数和层数不同的前提条件下，比较变压器的体积、重量和损耗程度，选出最优方案。
三.高频开关电源变压器的应用
经过比较，发现矩形磁芯相比环形磁芯在等同的条件下，会有不同的表现，前者表现更为紧凑，原因有两方面。其一是变压器在作用时，需要对其进行固定，环形磁芯组成的变压器会占用部分磁芯，而矩形变压器则是借助于下侧磁芯。其二两种形态的变压器的绕组内侧长度对于磁芯窗口的影响不同，环形变压器因为有较大的冗余空间，使得磁芯窗口不能完全发挥它的功能，而矩形变压器的磁芯窗口则不受影响，还是会得到有效利用。
结语
信息化时代，各种功能的电子设备层出不穷，而这些电子设备的正常运行，需要借助高频开关电源，如何使开关电源更加高频化和高功率密度化，如何使其更加便于携带，就要对电源开关的变压器的各种参数进行合理设计，对组成变压器的磁芯与绕组进行材料和形态的选择，以使变压器得到最优的设计方案，为开关电源的质量提供保障。
参考文献：
[1]常乐.高频开关电源变压器的优化设计及其应用[J].电子技术与软件工程，2017，（01）：235.
[2]甘焯欣.高频开关电源变压器优化设计分析[J].电子制作，2016，（02）：28.
[3]孙筱琳，李国勇，王志海.高频开关电源变压器的设计分析[J].自动化技术与应用，2008，（06）：53-56.
电源变压器范文第8篇
关键词：平面变压器；开关电源；集肤效应
前言
现代的工作和生活对许多电子产品提出了小型化的要求。而作为电子产品工作的能源-开关电源是必不可少的。特别是功率较大的电子产品，电源部分占据了较大的体积和重量，。而在在开关电源中，磁性器件大概占到开关电源体积和重量的30%-40%。降低磁性器件的体积和重量就显得尤为重要。平面变压器具有体积小，功率密度高刚好能满足这些要求。因此，平面变压器取代传统变压器是开关电源发展的一个趋势。
1 平面的绕组特点
平面变压器绕线方式就是借鉴了印制电路板的形成方式，平面变压器具有很多优点。下面我们就对其特点进行分析，第一，平面变压器绕线方式就是借鉴了印制电路板的形成方式，使用这种方式对其进行生产，实际效率相对较高；第二，平面变压器的实际绕组参数是统一的，相对的离散性比较小；第三，平面变压器使用的是高性能的绝缘材料，使压层、线圈之间的保持良好的绝缘性；第四，其实际的引脚的位置可以根据实际需要进行自由分配，局限性相对较小，数量上也能够随之进行增减；第五，能够将集肤效应降到最低；第六，其相对的物理结构相当密实，线圈的固化结构也非常紧密、不需要使用支架进行绕线，自激振荡性小，相对能量的损耗也较小；第七，还能与控制应用模板进行统一的设计和装配。由于平面变压器是一种新型的技术，不管是在理论上、材料的性能上、电能的性能指标、实际体积等众多方面有一定的提升和创新。
2 实际应用
我们在平面变压器电源中的可行性实验里，使用文中提到的理论依据进行研究，从而进行了一系列工程化的工作，其平面变压器的电源有很多种不同的设计。
以320VDC/12VDC 25A变换器为例，对比常规变压器以及平面变压器。将双管反激电路作为主电路，将开关频率黄蓉 胡阳
设置为100千赫，借助普通高频变压器的设计方案，联合应用两个EI33型磁芯，设计30匝原边，使用0.81毫米直径的漆包线作为绕组，2匝副边，0.3毫米铜皮的绕组，将2层使用并联的方式。
EI-33型磁芯参数具体为：有效截面积（Ae）为118mm2；有效磁路长度（Le）为67.6毫米，磁芯有效体积（Ve）为7940mm3；磁芯重量（Me）为40克。
在磁芯不发生变化时，应用PCB绕组，为使成本得以降低，就应该采用多块双面板。在原边绕组PCB每层放置3匝时，线宽就会变为1.5毫米，在每个PCB的上下两面位置，设置绕组6匝，见图1，以形成原边绕组的5块双面板。当副边绕组电流较大且匝数较少时，PCB每层需要设置1匝，每个PCB的上下两面需要2匝，见图2，将4块进行并联。
将传统变压器电源和平面变压器电源进行对比，其对比结果如下：
通过对二者进行对比，清楚的知道平面变压器电源的性能要优于传统变压器电源。
3 结束语
随之平面电压器设计的逐渐完善，其本身具有的特点就会逐渐凸显出来，现阶段也已经成为了人们关注和研究的重点，也逐渐成为主流发展目标。平面变压器平面式的结构有效的降低了实际能源的损耗，减小自身体积和自身重量，有效的提高了实际的使用效率和功率的密度，最大限度的完善了电源开关的实际使用性能。随着科技手段的不断发展，这中电源开关就会在电力行业中应用，就会逐渐扩大，从而真正实现电源开关的小巧、轻薄的特点。
参考文献
[1]王朕，史贤俊，肖支才，等.平面变压器5V/12A高功率密度开关电源设计[J].船电技术，2012（12）：42-45.
[2]时坤.开关电源变压器的优化设计及应用[D].湖南大学，2013（9）：165+176-177.
电源变压器范文第9篇
关键词：高频；开关电源；优化；变压器
SMPS即开关电源，由于其体积小、效率高，因而在电子领域应用十分广泛。并且科研人员也不断的对其功率密度进行深度研究，通过不断提升变化频率提升其工作效率。而变压器在高频状态下，理论上其体积应当小于20kHz至150kHz这一范围，但是这需要以同等工作磁通密度以及高频状态下磁性材料磁芯损耗才可以同低频相比，但是一旦频率超过200kHz，目前的材料条件下，工作磁通密度便会降低，即若保证磁芯损耗在可承受范围内就需要频率在千分之几特或者百分之几特。所以，功率损耗是限制高频变压器优化方案效果的主要因素。换言之，传输功率特定的条件下，应当尽可能的降低绕组参数以及磁芯参数，从而保证变压器在运行过程中其温升范围符合设计标准要求。文章便针对开关电源变压器的结构以及设计方案进行了分析，并提出了一种有效的优化设计方案。
通过上述两个公式针对铜线绕组阻抗进行计算，从而确定实际工作频率中准确的阻抗数值，但是该种计算方式只能由计算机完成，因为其计算过程十分复杂。
2 SMPS变压器的优化设计
通过上述分析，针对高频变压器的优化设计，并非是一蹴而就的工作，在实际的操作中不可能一次完成，这是由于变压器运行以及结构中各类参数之间具有相互制约的作用，所以，必须将工作磁通密度以及绕组线径、绕组匝数以及并绕数目等在计算机软件中进行多次的尝试，从而求得可以满足设计最佳状态的数值，完成设计优化。在所有的条件中，最为有利的便是磁芯种类以及参数都是特定的，例如磁芯物理尺寸大多都是特定的，磁芯材料特性也是有限的。但是从另一个角度进行分析，这些条件也会限制对变压器的优化，降低了优化的设计空间。
3 结束语
文章通过对变压器优化方案的分析，证实该种方案在目前的高频变压器的优化设计中具有较为明显的效果。并且，通过绕组形式的选择，不但可以满足磁芯窗口利用率，还可以将变压器铜损予以降低。通过这一流程，大部分变压器的设计都可以得到优化，但是为了进一步完善该设计，还应当重视以下三方面问题。首先，变压器在运行过程中，由于磁芯的结构致使其热分布并非是完全均匀的，中央芯柱温度为磁芯温度的最高点，所以想要提高变压器热模型的准确性，就需要防止该问题对变压器工作性能的影响。其次，针对绕组层间电容以及漏感等参数，由于其为寄生参数，因而必须进行深入研究。另外由于运行环境为高频环境，如果仍旧使用PWM这种传统的方式，那么极易造成电路工作状态不稳。但是如果通过谐振的方式，那么还需要考虑谐振回路参数设计问题。最后，由于电路的拓扑结构并非平衡结构，因此必须防止磁芯饱和，因而必须采用加气隙的方式，在设计中目前所能够采用的技术手段便是这种方式。虽然一定程度上可以解决该类问题，但是从设计完善的角度分析，仍旧属于缺陷设计。
参考文献
电源变压器范文第10篇
1原因分析
1.1主变压器通风联锁回路辅助接点接触不良主变通风端子箱为普通铁制端子箱。端子箱门与箱体密封不严，而宁夏地区风沙大，造成箱内元器件积尘较多。运行时间较长，再加上开关质量不好导致开关接点变形、氧化，接触不到位，造成连锁回路不能可靠动作。（1）如图2所示，当连锁开关1K工作位置①-②、③-④正常接通时，相序继电器KX接点或连锁继电器KM接点变形、氧化，接触不到位，造成连锁回路不能正常动作。（2）相序继电器KX接点和连锁继电器KM接点正常接通，连锁开关1K工作位置不能正常接通，造成连锁回路不能正常动作。
1.2交流电源开关与低压脱扣线圈机械配合不好主变通风回路交流电源开关QF均为ABB开关，而所配低压脱扣器均为SACES2型，不是配套产品，当其中一路交流电源QF失电后，低压脱扣器与开关在机械配合上存在缺陷，造成QF开关不能正常跳闸，所以两路电源不联动［3］。
2改造措施
2.1针对主变压器通风电源连锁条件不可靠（1）将联锁回路中不可靠的相序继电器KX的辅助接点（KX1、KX2）去掉，避免相序继电器前面的熔断器FU1-6中任一个假性故障，造成连锁回路误启动的情况。（2）在强油风冷控制回路的连锁回路中添加中间继电器（见图3中的KA4、KA5）的常开接点，避免连锁回路接通，故障侧交流电源开关QF跳不开，造成另一路交流电源向该故障电源反送电及开关偷跳连锁回路无法正常启动的情况发生。改造完成后主变压器正常运行时，2K在工作位置③-④正常接通，冷却器工作/备用电源切换开关ZK为备用投入状态。若QF1失电跳闸时，串接的QF1常闭接点接通将中间继电器KA4励磁，KA4常开接点将联锁回路接通，KM励磁，KM辅助接点接通，将二路电源接通。同理，主变压器正常运行时，若QF2失电跳闸时，串接的QF2常闭接点接通将中间继电器KA5启动将联锁回路接通，KM励磁，KM辅助接点接通，将一路电源接通。使主变压器通风回路正常运转。通过改进3号、4号主变压器风冷控制回路的联锁回路的对策实施，使回路设计很好地结合现场实际情况，克服了先前的缺陷，符合正确联动的条件。
2.2针对主变压器通风联锁回路辅助接点接触不良（1）在3号、4号主变压器端子箱的门上加装密封条，对关不严的端子箱门进行更换改造。加强平日巡回检查时的设备清扫和的设备停用检修时的吹灰清洁工作。严防灰尘或雨水进入端子箱造成的开关辅助接点氧化、变形。（2）在联锁开关1K上加装防护罩，将开关接点密封以防接点积尘造成开关接触不良。（3）通过完善管理制度，制定考核办法，加大考核力度，提高人员的责任意识，增强责任心，真正做到设备细化到人，对自己所辖设备原理与图纸全部搞清楚。
2.3针对交流电源开关与低压脱扣线圈机械配合不好（1）更换合适的低压脱扣器线圈考虑节约资金，只更换3号主变压器低压脱扣线圈。3号主变压器强油风冷控制回路的电源开关的低压脱扣器线圈原为SACES2型的，采用1SDA013321R1S1-S2型低压脱扣线圈后，经过现场试验论证，不再出现一路电源失压后低压脱扣线圈励磁但交流电源开关QF跳不掉的现象。（2）及时掌握材料消耗情况，建立良好的备品备件制度多参与厂家的产品及技术交流会议，了解不断更新升级的产品，搞好设备的更新换代和备品备件工作，及时掌握材料消耗情况，建立良好的备品备件制度，尽量少发生或不发生由于备品备件的缺乏造成的设备考核事故。在2009年1月检修时更换了施耐得开关和合适的低压脱扣线圈。具备试验条件后，对改造后的3号主变压器强油风冷控制回路进行双路电源的连锁试验，均能可靠联动。改善了交流电源开关与电压脱扣线圈的机械配合不好的缺陷。
3实施效果
（1）此次改造经济效益可观。增加了2个中间继电器，更换了2个脱扣器线圈，成本不到200元，相比更换施耐德QF1、QF2开关（价格1800元），直接节约了2×1800-200=3400元；（2）如果3号主变压器停用1h，那么汽轮发电机将少发电10万kW•h，按每度电上网电价为0.2683元计算，直接经济损失为100000×0.2683=26830元，间接为企业节省了大量资金。（3）此次改造大大提高了3号主变压器通风回路双路电源联动的成功率，提高了主变效率，提高了主变通风电源回路切换的消缺率，增加了主变运行周期，相应降低了检修费用。
4结论