退磁实验用电流脉冲发生器设计
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摘要：脉冲电流发生器由控制回路和主回路两大部分构成。文中首先简要介绍了脉冲电流发生器主回路基本方案、电路结构和工作原理。其次对控制回路进行了详细的论述和计算。
Abstract: current pulse generator is composed of control circuit and main circuit of two parts.This paper briefly introduces the circuit structure and working principle of pulse current generator, the basic scheme of main circuit. The second is discussed and calculated in detail on the control loop.
Keywords: demagnetization experiments; current pulse
中图分类号：O361.4 文献标识码：A文章编号：2095-2104（2013）
在新品开发过程中需要测定电机的常数，其中退磁电流的测试需要给电机的某相绕组通以峰值及方向相同的电流。通过调节给定电流峰值的大小，使磁铁产生退磁现象，则磁铁磁场强度退去2%时，所对应的电流峰值即为该款电机的退磁电流值。我公司产品的退磁电流大小约为30-50A。
以往的测试方法是给电机绕组通一交流电，该方法在一个周期内，电流既起去磁作用又起增磁作用，并且电流峰值的检测采用示波器的方法，这种测试方法得出的退磁电流值不准确，切利用资源较多。针对这一情况，现设计制作一款电流脉冲发生器，能够实现电流方向相同，峰值固定并可调，使实验变得容易操作，并且实验结果准确。
一、设计目标
1.工作电压：AC220V；
2.输出电流峰值：0-50A稳定可调；
3.两位数码显示，精确到1A。
二、电流脉冲发生器主电路
1.主电路的设计
电流的产生是由储能电容放电提供，
图 3-1电流脉冲发生器主电路
图 3-1所示为电流发生器的主电路，它主要由整流桥、储能电容C1、和开关管T1构成。其中ZE1、ZE2为负温度系数热敏电阻，抑制上电浪涌电流；C2为安规电容（Y电容），防止开关管导通和关断过程中产生的高频信号串入电网；XL为感性负载；R1为放电电阻；T1为开关管IGBT，通过控制T1的导通时间来控制放电电流幅值的大小。
工作过程分析及参数计算：
电路的初始状态为电容C1上的电压为0，开关管IGBT处于关断状态。工作过程分为两步完成：
第一步，交流电通过整流后向C1充电，将电容电压Vc充至，电容电压Vc与充电时间t的关系：
U—电源电压
—时间常数，
第二步，C1向负载R放电。等效电路如图3-2所示。图中K和VD为开关管IGBT的等效电路，T0时刻触发IGBT，IGBT在零电流条件下开通，C1上所充电荷向负载R、L放电。
图3-2 放电回路等效电路图
L—电机两相绕组的电感值，取20mH；
R—电机线间电阻值，取0.8Ω；
C1—储能电容，10F。
计算得 ，所以该电路为振荡放电过程。
根据图3-2等效电路可写出流过负载的电流时域函数为：
式中：—电容初始电压，
将L=20mH、R=0.8Ω代入公式得：
=20
计算得：
当 时，i第一次达到最大值，。
根据公式(3-3)可绘出电容C1放电的电流波形，如图3-3。
图3-3 电容对负载放电电流波形
2.放电区间的计算
根据设计要求，电流幅值在5-50A之间可调，即当放电时间t最大时，放电电流幅值需达到50A。根据公式（3-3）可得：
（3-4）
解得3.4ms。
（3-5）
解得0ms。
所以放电时间t的取值范围为（0 -3.4）ms。
三、控制电路的设计
1.开关管IGBT的控制电路
开关管IGBT的控制电路由7555定时器构成的多谐振荡器和A3120光耦隔离驱动构成。7555构成的多谐振荡器如图4-1所示；输出及电容器充放电波形如图4-2所示。
图4-1 7555多谐振荡器 图4-2输出及电容充放电波形
刚接通电源时， 由于电容器C3两端的电压不能突变，IC引脚2、6为低电平， 其3引脚脚输出高电平。这时电源Vcc、电阻器R2、R3、电容器C3与地构成回路， 电源电压Vcc通过电阻器R2、R3对电容器C3按负指数规律充电，当电容器C3两端的电压达到2／3Vcc时，时基电路内部的R—S触发器复位，3引脚输出翻转为低电平，IC第7引脚内部三极管BG放电导通， 电容器C3电荷通过R3放电， 当电容器C3两端的电压下降至1／3Vcc时，时基电路内部R-S触发器又置位翻转，输出3引脚又翻转成高电平，内部三极管BG又截止，一个周期结束，电路又恢复初始状态，这样周而复始形成连续不断的振荡。电容器C3在充、放电过程中， 其电压在1／3Vcc到2／3vcc之间变化，其波形如图4-2所示。
2.改进后的控制电路
为了实现电流脉冲发生器输出电流幅值的可调节，需要对7555构成的多谐振荡器进行改进，使得能够控制3引脚输出驱动脉冲的周期。改进后的控制电路如图4-3所示。
图4-3 改进后的多谐振荡电路
将引脚6、7之间的电阻R2改为由R4和电位器R5串联，这样可以通过调节R5阻值的大小来调节电容C3的充放电时间，从而调节3引脚输出脉冲的周期；另外在电容C3上并联一个容值及规格相同电容C4，并由拨码开关来控制C4的并入与断开，这样能够通过开关来改变充、放电电容容值的大小，使C3、C4的充放电时间变为原来的2倍，从而使3引脚输出脉冲的周期变为原来的2倍。
3.各元件取值计算
（1）定时器放电电容、电阻的取值计算
由于定时器的3引脚输出低电平时，主电路才能工作，此时电容C3、C4向R4、R5放电，根据公式（3-4）、公式（3-5）的要求，放电时间在（0.3-3.4）ms。
根据RC构成的一阶电路，电容的电压与充放电时间的关系：
（4-1）
式中
根据多谐振荡的原理有：
t=0.693RC
当t=3.4ms时，C取2uF，则R=2.4K。
所以C3=1uF,C4=1uF,R5+R4=2.4K。
当t=0ms时，R4=0Ω，而实际中要保证C3（C4断开）有放电回路，所以R4实际不能为零，要保证放电时间t很短，所以R4取值要小，几十到一百欧姆即可。在此选择100Ω。此时的放电时间t=0.69us，电流脉冲幅值约为0.1A，满足设计要求。
（2）定时器充电电阻R2、R3取值计算
为保证电流脉冲放生器电容的充电时间足够长（1-2S）,所以在电容C3、C4一定的情况下，要求R2、R3、R4、R5阻值的和要足够大。现对其近似计算：
由公式（4-1）可得：
—C3电压，
u—电源电压，15V
所以：
即： RC=1.82
R=1.82/1uF=1.82MΩ
所以：R2+R3=1.82MΩ-R4-R51.8MΩ，取R2=R3=1MΩ。
3.光耦隔离电路
为保证安全性，需对强弱电进行隔离，此设计中隔离采用光耦的隔离形势，光耦采用A3120，其内部结构如图4-4所示。
图4-4 A3120芯片内部结构图
2、3引脚分别为发光二极管的正负极，6、7引脚输出，8引脚接高电平，5引脚接低电平，1、4引脚悬空。输入电压范围为0-30V，最大输出驱动电压可达Vcc。光耦隔离电路如图4-5所示，其中R6为限流电阻,R7=R8=20Ω,C6=1uF，C7=470uF用于平波。
图4-5光耦隔离电路
工作电流IF=7-16mA，所以:
R6==
取R6=1K。
四、整体电路图及工作过程描述
1.整体电路图
图5-1 整体电路图
2.工作过程
上电后220V交流电通过整流桥向储能电容C1充电，同时定时器的3引脚有脉冲信号输出，当输出信号为低电平时，并且S2开关拨至2位置时，光耦的6、7引脚输出为高电平，驱动T1导通，储能电容C1向负载放电；当定时器的3引脚输出高电平时，S2任意位置，光耦均无输出。
S1开关拨至位置1时，C4没有并入电路，此时定时器输出脉冲的周期为t1，低电平的时间为t2，则储能电容C1向负载放电的时间为t2，对应电流的幅值为A1；当S1开关拨至位置2时，C4与C3并联，此时定时器输出脉冲的周期变为2倍的t1，低电平的时间变为2倍的t2，则储能电容C1向负载放电的时间变为2倍的t2，对应电流的幅值约为2倍的A1；
调节R5电位器可以小范围内的调节定时器输出脉冲的周期，从而调节放电电流幅值的大小。
各部分输出波形如图5-2所示。
图5-2 各部分输出波形
3.实验测试结果
（1）定时器输出波形
图（1）定时器输出波形图（2）定时器输出波形
图（1）为C4断开、R5阻值为最大（2k）时测得的输出波形，图（2）为图（1）的放大图，从图（1）和图（2）中可以看出，此时定时器输出脉冲的幅值为15V，周期约为1.4S，其低电平的时间约为1.7ms。
图（3）定时器输出波形图（4）定时器输出波形
图（3）为C4并入电路后，定时器3引脚输出的波形，从图中可以看出脉冲的周期为2.83s，与图（1）相比，周期增加了一倍。
图（4）为C4没有并入到电路，且R5阻值最小时，定时器输出波形。低电平时间仅为240us。
图（5）光耦输出波形图（6）光耦输出波形
图（5）、（6）为C4断开、R5阻值最大时光耦输出波形，从图中可以看出脉冲的方向与图（1）相反，周期相同。