基于非均匀滤波器组信道化技术的研究

开篇：润墨网以专业的文秘视角，为您筛选了一篇基于非均匀滤波器组信道化技术的研究范文，如需获取更多写作素材，在线客服老师一对一协助。欢迎您的阅读与分享！

摘 要： 针对接收信号带宽内存在多个不同带宽、非均匀分布的子带信号，其个数、带宽和位置具有时变性，提出一种动态信道化滤波的方法，实现了宽带信号多通道全概率实时并行接收，通过Matlab仿真结果验证了该方法的可行性。此方法对研究信号接收机具有重要的参考价值和广泛的应用前景。

关键词： 滤波； 多相分解； 宽带数字接收机； 信道化； Matlab

中图分类号： TN713?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）07?0068?04

0 引 言

随着电子时代的到来，电子行业的飞速发展，目前已经步入电子战环境中，信号处理已经备受国内外关注。信号多数都具有密集化、复杂化而且占用的频谱越来越宽，因而对宽带数字接收机准确接收信号要求也逐步提高。信道化技术的应用也被广泛推广。中频信号处理常利用其子带信号带宽和频带位置分布的不同采取多种信道化技术对其接收信号进行处理。而中频信号的子带信号带宽相同或者等间隔，则在处理技术上常采用多相分解的DFT滤波器组的方法对其进行信道化处理。此方法好处在于对提取的子带信号数目越大，会使硬件耗费越低。基于DFT滤波器组的信道化结构如图1所示，hk（0≤k≤M-1）表示滤波器h的多相成分[1]。本文提出的动态信道化滤波方法是在信号间的最小保护间隔和信道数目是被确定，并满足几乎完全重构条件的原型滤波器以构成分析滤波器组的前提下，然后通过计算每个子信道的能量确定信号的位置，设计相应的综合滤波器组提取子带信号。如果信号发生动态变化，在不需要改变分析滤波器组的前提下，仅仅通过能量检测的方法即可得出新信号的位置信息，并更新非均匀矩阵，因而获得相应的综合滤波器组。这将是信号的信道化整个处理过程。本文首先围绕调制滤波器组的信道化技术进行了简要介绍，然后对本文所研究的非均匀滤波器组的信道化的动态滤波原理和实现框图进行介绍，最后给出仿真实例验证该方法的可行性，得出结论。

基于DFT滤波器组的信道化结构

1 基于调制滤波器组的信道化技术

调制滤波器组具有两种典型形式，一种为余弦调制滤波器组，一种为DFT调制滤波器组，两种滤波器之间有一定的相同点和差异之处。相同的是两种滤波器组均由实系数的原型滤波器经过调制得到，差异之处在于调制出的滤波器组的系数有所不同，余弦调制滤波器组的系数为实数，则DFT调制滤波器组的系数为复数。二者滤波器组之间还存在一定的内在转换联系，余弦调制滤波器可以转化为DFT调制滤波器组。以余弦调制滤波器为例，其分析滤波器组的表达式为：

[hk（n）=2h0（n）cos[π?（k+12）M×（n-（N-1）2）+（-1）k?π/4]] （1）

综合滤波器组的表示式为：

[fk（n）=2h0（n）cos[π?（k+12）M×n-（N-1）2+（-1）k?π/4]] （2）

其中，[h（n）]是原型滤波器，其长度为[2mN]，[M]为抽取因子，[m]为整数。可知：

[h～k（n）=f～k（n）=h（n）ejπ（2k+1）2Mn-2mM-12] （3）

式（3）、式（1）、式（2）三个式子之间存在等价关系，即得到余弦调制滤波器组转化为DFT调制滤波器组。

根据这一关系，曾有人提出了另外一种方法：基于调制滤波器组的非均匀信道化滤波方法。此方法需要事先知道子带信号的状态，再采用均匀滤波器组来实现非均匀信道化滤波[2]。即先采用均匀分析滤波器组首先对宽带中频信号进行滤波分解处理，然后再根据子带信号的位置分布在分析滤波器组的输出对应的子信道信号，作为下一步重构处理的输入，依次循环下去，则设计出了相应的综合滤波器组，最后重构后得到所需子带信号。此方法可高效地实现此类信号的信道化接收，

完全重构DFT调制滤波器组的多相结构

以上介绍了常用的调制滤波器组信道化技术，下面将给出非均匀滤波器组的信道化技术的设计方法。此方法可以有效地提取出所需的子带信号，最终实现宽带信号多通道全概率实时并行接收，解决常用信道化技术带来的不足。

2 基于非均匀滤波器组的信道化

2.1 满足近似完全重构条件滤波器组的原型滤波器设计

对于一个给定的均匀滤波器组，要想得到非均匀滤波器组可以通过给定均匀滤波器组相邻的子信道合并获得。并且保证其具有正常的频带选择特性，即通带平坦特性和阻带衰减特性。

上述给出的余弦调制滤波器组，其原型滤波器h0，假如h0满足下列条件：

[1-δH（ejω）2+H（ej（ω-πK））21+δ] （4）

式中：[0

多通道接收到的中频信号通常具有动态性，而且动态范围较大。非均匀滤波器组的各个子信道必须具有高的阻带衰减。由于余弦调制滤波器组还是由原型滤波器经调制得来，因此要求所设计的原型滤波器也同样要具有高的阻带衰减[3]。从式（4）中很容易看出，设计一个余弦调制滤波器组必须先确定子信道数目2M，2M可由式（5）求得：

[2M=2log22πGmin+1] （5）

式中[Gmin]为子带信号间的最小保护间隔。

综上所述：一个非均匀滤波器组其实是一个满足一定约束条件的原型滤波器；当然，首先应满足综合滤波器，其次，具有高阻带衰减，再次，则是其子信道的数目由式（5）来求得。图3中给出了所得到原型滤波器和余弦调制滤波器组的幅频响应图，这里滤波器的系数较小且能获得较高的阻带衰减。

2.2 子带信道能量检测与非均匀矩阵的生成

本节针对自带信号能量检测和非均匀矩阵生成进行分析，首先将余弦调制滤波器组归一化处理，将频率在[0～2π]之间均匀划分，划分数量为2M个子信道，并保证所有的子带信号都包含在2M个子信道中。虽保证所有子带信号均在均匀划分的子信道范围内，但无法确定信号的带宽和位置，因而也不能对均匀滤波器组进行合并重构出非均匀滤波器组。因此首先采取能量检测环节来确定其信号的状态[4]。

[2πMGmin] （6）

由式（6）可知：在任意状态下，子带信号间间隔至少是两个子信道带宽[πM]；即子带信号间至少有一个空子信道。从而利用空子信道准确检测出信号的带宽和位置。

由帕斯瓦尔关系可知，信号的能量可通过式（7）获得：

[E=-∞∞f（t）2dt=12π-∞∞F（jω）2dω] （7）

原型滤波器幅频响应与余弦调制滤波器组幅频响应

综上所述，非均匀矩阵的生成流程如下：

第一步：首先判断数量为2M个子信道的能量均值，然后设定一个判决门限β值，若子带信号的能量值大于门限值，则表明包含在子信道中，若子带信号能量值小于门限值则判定该信道无信号。本文中β取值为信道能量均值的1.3倍。

第二步：计算出各子信道输出[y0（m），y1（m），…][，y2M-1（m）]的能量[En（y2k-1）]，[k=0，1，…，M-1]。

第三步：生成一个信道位置矩阵C，通过子信道能量与门限值做比较：当[β>En（y2k-1）]时，则[C（2k-1）=0]；反之，[C（2k-1）=1]，[k=1，2，…，][2M-1]。可以得到一个[1×2M]的矩阵。

第四步：生成2M×2M维单位矩阵I， 判断[C（k）]与[C（k+1）]的值，当[Ck=Ck+1=1]时，将单位矩阵[I]的第[k]行的第[k+1]行的值相加并赋给第[k]行，同时第[k+1]行的元素置0，若[C（k）≠C（k+1）]时，不作改变。循环[2M]次后，得到的矩阵[S]。

第五步：将矩阵[S]中全为0的行去掉即可获得非均匀矩阵[S]，此矩阵的行数即为非均匀滤波器组的个数。

若想得到所需的非均匀滤波器组仅要通过非均匀矩阵[S]与前面已经生成余弦调制滤波器组进行相乘即可得出。

假若任意第[k]个子带信号[xk]，通过能量检测判定其占据[Mk]个子信道，定义：

[u=0，1，…，2Mk-1] （8）

则子带信号[xk]的重构滤波器可表示为：

[EMku（z）=EuMMk（z）=i=0m-1h（uMMk+2Mr）z-r] （9）

这里[EMku]为重构后的非均匀滤波器的多相成分，[u=0，1，…，2Mk-1]。[EMku]也是原型滤波器[h0]的多相成分[5]。

因此得出结论：只要获取子带信号[xk]占据的子信道数目，便可从原型滤波器中求的相应的重构滤波器，从而提取出该信号。

2.3 动态滤波过程

动态滤波过程中若给定前面所提过的Gmin，子带信号间的最小保护间隔，则调制滤波器组在接收过程中的子信道数目2M则是恒定不变的。而且若满足几乎完全重构和高阻带衰减要求的原型滤波器也仅仅需要设计一次。从[X（z）]信号输入到分析滤波器组的输出信号动态都是固定不变的。若子带信号一旦发生动态变化则必须采取能量检测检测出子带信号信道位置，一旦子带信号位置及长度被确定后，则可调用原型滤波器的多相分量用以构成综合滤波器组完成信号的重构处理，提取信号。整个动态滤波实现过程

动态滤波实现结构图

3 仿真验证

本文对多通道接收问题做出的假设条件如下：

假设条件1：宽带中频信号为复信号，在复信号的带宽内含多个非均匀分布的并具有不同带宽的子带信号，并且中频采样速率设定为中频带宽的两倍或者两倍以上。

假设条件2：各个子带信号间具有一定的保护间隔，此保护间隔要小于子带信号的带宽。

假设条件3：要保证中频信号的动态范围较大，但又能确保在整个接收过程中相对稳定。

假设条件4：在子带信号的状态是否已知的条件下，要预先给定接收过程所能接收到的子带信号的最大带宽ωmax以及子带信号间的最小保护间隔Gmin。

基于以上给定的条件，先应用仿真软件Matlab进行验证。

在Matlab软件环境下，本次仿真在仅仅考虑加有高斯白噪声的情况下对输入几路QPSK调制的宽带信号进行仿真，然后将其通过满足近似完全重构条件的余弦调制滤波器组时，仿真结果如图5，图6所示，从图5（b）中可以看出信号仅占据了（1，2），（4，5）和（7，8）信道，因此只要采取将几个信道的信号合并一起就可完成信号提取的处理。

均匀信道化及非均匀信道化仿真图

非均匀滤波后提取出的子带信号

可以看出，在信号的状态事先未知时，在随机噪声存在的情况下，利用能量检测便可确定子带信号的位置信息；子带信号在接收过程中如果发生动态变化即可采用此方法提取出所需的子带信号，最终实现了宽带信号多通道全概率实时并行接收，对研究信号接收机具有重要的参考价值和广泛的应用前景。

4 结 论

本文通过对调制滤波器组的信道化技术分析，提出一种非均匀滤波器组信道化技术，得出一种基于近似完全重构调制滤波器组的结构。其特点是预先不需知道子带信号的个数、带宽和位置分布的情况时，可通过给定子带信号间的最小保护间隔Gmin，便可实现信号的信道化接收，而且信号一旦状态发生变化时，可在滤波器组不需任何改变的前提下，通过能量检测来判定新信号的位置进而获得相应的重构滤波器提取出有效信号。本文通过仿真实例验证了该方法具有可行性。

参考文献

[1] 李冰，郑瑾，葛临东.基于非均匀滤波器组的动态信道化滤波[J].电子与信息学报，2007，29（10）：2396?2400.

[2] 孙建成，张太镒，刘枫，等.基于抽取滤波器多相分解的盲自适应符号同步算法[J].电子与信息学报，2004，26（11）：1771?1777.

[3] WADA S. Design of nonuniform division multirate FIR filter banks[J]. IEEE Transaction on Circuits and Systerns?II： Analogy and Digital Signal Processing， 1995， 42（2）： 115?121.

[4] CHEN X Y， XIE X M， SHI G M. Direct design of near perfect reconstruction linear phase nonuniform filter banks with rational sampling factors[C]// 2006 IEEE International Conference on Acoustics， Speech and Signal Processing. Toulouse： IEEE， 2006， 3： 3?10.

[5] ABU?AL?SAUD W A， STUBER G L. Efficient wideband channelizer for software radio systems using modulated pr filterbanks [J]. IEEE Transaction Signal Processing， 2004， 52（10）： 2807?2820.

[6] 阳志明，周坡，曹志刚.一种基于复指数调制精确重构滤波的宽带星载数字信道化器[J].电子与信息学报，2010，32（11）： 2554?2559.

[7] 郜丽鹏，王浩.宽带信道化接收机研究与实现[J].现代电子技术，2011，34（9）：83?86.

[8] 程翔，史雪辉.基于多相滤波的数字接收机的FPGA实现[J].现代电子技术，2010，33（23）：95?98.