电力电子器件知识讲座(六)
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场效应管和普通三极管一样，可以用作开关或放大器，利用栅极(G)的电压信号，控制源极(S)和漏极(D)之间的电流。JFET和MOSFET使用的场合略有不同。JFET可用作模拟开关及信号放大器，特别是低噪声的放大器，但很少用在数字电路中的逻辑运算及功率放大器中；MOSFET用途较广，除一般的开关、信号放大及功率放大器外，在数字电路及内存等大规模集成电路(VLSI)方面都是MOSFET的天下。
场效应管应用在模拟信号放大器的设计方法和普通三极管类似。对应普通三极管的共射极、共基极和共集电极的接法，场效应管也有共源极、共栅极和共漏极的接法。漏极不能做输入端，栅极不能做输出端，与普通三极管集电极和基极的限制也一样。场效应管应该偏压在饱和区(或恒流区)，栅极的电信号叠加在原来的直流偏压电压上，可造成输出电流ID的变化。
1 场效应管基本开关电路
场效应管作为开关元件，同样是工作在截止或导通两种状态。由于MOS管是电压控制器件，所以主要由栅-源电压UGS决定其工作状态。由NMOS增强型管构成的开关电路如图1所示。
当UGS小于NMOS管的启动电压UT时，MOS管工作在截止区，iDS基本为0，输出电压UDS≈UDD，MOS管处于“断开”状态；当UGS大于NMOS管的启动电压UT时，MOS管工作在导通区，此时漏-源电流iDS=UDD/(RD+RDS)。其中，RDS为MOS管处于导通时的漏-源电阻。输出电压UDS=UDD・RDS/(RD+RDS)，如果RDS
与普通三极管一样，场效应管在饱和与截止两种状态转换过程中，由于管子内部也存在着电荷的建立与消失过程，因此饱和与截止两种状态也需要一定的时间才能完成。场效应管在饱和与截止两种状态转换过程中的特性被称为动态特性。
场效应管的动态特性示意图如图2所示。
当输入电压ui由高变低，MOS管由导通状态转换为截止状态时，电源UDD通过RDD向杂散电容CL充电，充电时间常数τ1＝RDDCL。所以，输出电压uo要通过一定的延时才能由低电平变为高电平；当输入电压ui由低变高，MOS管由截止状态转换为导通状态时，杂散电容CL上的电荷通过RDS进行放电，其放电时间常数τ2≈RDSCL。由此可见，输出电压uo也要经过一定的延时才能转变成低电平。但因RDS比RD小得多，所以由截止到导通的转变时间比由导通到截止的转变时间要短。
不同半导体器件的开关电路及工作条件见表1。
2 单端反激式变换电路
图3所示为反激式变换器的基本电路，它与升降压型变换器不同的是电感L改为变压器T。其中，图(a)所示为基本电路，L1为变压器T一次绕组的电感，L2为二次绕组的电感；图 (b)所示为从输出侧看的等效电路；图(c)所示为从输入侧看的等效电路。在开关管VT1导通期间，变压器T中产生的磁通变化B为
式中：N1为变压器T一次绕组的匝数
S为变压器铁心截面积
在开关管VT1截止期间，ΔB为
式中：N2为变压器T二次绕组的匝数。
上述两种情况下ΔB必定相同，则有
3 单端正激式变换电路
图4所示为正激式变换器基本电路。变压器的二次绕组中流经的电流除了负载电流以外，还有励磁电流，但还需要专用绕组N3使其在每一个开关周期对励磁电流感应的励磁磁通进行消磁，即变压器恢复，而恢复需要一定的时间。
对于图4所示电路，恢复需要的时间tRST由下式给出
式中：等式左边是开关管VT导通期间增加的磁通；右边是tRST期间减少的磁通。应设定开关周期Ts比ton+toff稍长一些，可使励磁的磁通消磁，即下述表达式成立
式中：ton为VD1中有电流流通的期间；toff为VD2中有电流流通的期间。负载电流大于临界电流时，ton+toff等于开关周期Ts。然而，若输入电压U1恒定，则负载变化时ton也恒定。从这一点来说，它与ton随负载而变化的回授变换器不同。
4 一种输出电压可调的稳压电路
通过场效应管的特性曲线可以看出，在变阻区内，ID与UDS的关系近似于线性关系，ID增加的比率受UGS的控制。因此可以把场效应管的D、S极之间看成一个受UGS控制的电阻(场效应管的栅-源电压UGS可以控制其漏极、源极之间的导通程度，进而可以控制漏极、源极之间的电阻值)，因此，可以利用场效应管的这种特性设计出各种变化量需要控制的自动控制电路(此时场效应管相当于一个大功率可变电阻器)。图5所示的电路为一个采用场效应管的输出电压可调的稳压电路。
5推挽式变换电路
图6所示为推挽式变换器的基本电路。VT1和VT2交互通断工作。变压器T的一次侧两个绕组匝数相同，都为N1；二次侧也一样，两个绕组匝数相同，都为N2。VT1导通时，二次侧的二极管VD1中有电流流通；VT2导通时，二次侧的二极管VD2中有电流流通。VT1导通时变压器绕组增加的磁通在VT2导通时减少，即变压器磁通恢复，反之亦然。因此，不用专门增设恢复绕组。另外，变压器的一个一次绕组产生的浪涌电压，由与另一个一次绕组串联的开关管内的二极管把其钳位在输入电压相同的电平上。
开关工作周期也是变压器磁通变化的周期，而且，开关管VT1和VT2的导通期间是相同的。因此，任一个开关管的导通期间也不会超过开关工作周期的一半。假设每个开关管的导通期间为35％，即占空比为35％，从图(a)的B点看脉冲电压高电平达到70％，即占空比为70％，如图(c)中③所示。若看流经A点的电流，就为占空比为70％的矩形波。矩形波电流的有效值是平均值的倍(D为占空比)。因此占空比为70％，则有效值约为平均值的1.2倍；占空比为35％时，则有效值约为平均值的1.7倍，这就减轻了输入、输出电容承受的纹波电流。另外，磁通变化量ΔB是以零为中心正、负变化，因此有利于提高变压器的利用率，这也是推挽变换器的一大优点。
图(a)是三种组态之一的降压型变换器，其等效电路如图(b)所示。但开关管的工作周期是图中所示电路的一半，因此负载电流大于临界电流时，输出电压U2为
6 半桥式变换电路
图7所示为半桥式变换器的基本电路。开关管VT1和VT2交互通断时与推挽式变换器的工作情况相同。变压器T二次侧有两个匝数相等的绕组N2，VT1导通时，一次绕组N1加有U1／2电压，通过二次绕组使VD1有电流流通；同样道理，VT2导通时，一次绕组也加有U1／2电压，通过二次绕组使VD2有电流流通。另外，流经VT1的电流使其磁通增加，而VT2导通时，使其磁通减少，因此不用恢复绕组。VT1截止时，在一次绕组上产生的浪涌电压被VT2内部二极管以及电容C2和一次绕组N1构成的电路所吸收；同样，VT2截止时在一次绕组上产生的浪涌电压被VT1内部二极管以及电容C1和一次绕组N1构成的电路所吸收。
开关周期也是变压器磁通变化的周期，开关管VT1和VT2的导通期间经常是相等的，因此，任一个开关管的导通期间不会超过开关工作周期的一半。然而，与推挽式变换器一样，输入、输出纹波电流都比正激式变换器小，可以减轻电容承受的纹波电流。
另外，磁通变化量ΔB是以零为中心正、负变化的，因此，有利于提高变压器的利用率。一次侧只用一个绕组，也比较经济，变
压器的尺寸有可能比推挽式的小。开关管VT1和VT2加的电压是推挽式的一半，但流经开关管的电流却是推挽式的两倍。
负载电流大于临界电流时，输出电压U2为
7 双正激变换器电路
图8为IR2110在双正激变换器中的一种应用。在这种情况下，由于续流二极管的导通时间变得非常短，为了确保给自举电容C1在开通时和后续周期内充足电荷，电路中增加了三个元件R1、VT3和VT4。当VT1、VT2截止时，VT4也截止，VT3饱和导通，将电容C1对地一端对地接通，使C1与C2能很快地充电充到15V左右。当VT1、VT2导通时，VT4也导通，VT4饱和导通，使VT3截止，从而使电容C1对地一端与VT1管的源极等电位，C1维持15V不变，C1对地电位举高，保证VT1管栅压高于源极电压，保证VT1饱和导通。